1、The Photovoltaic grid-connected inverter took TMS320F28335 DSP as core of the controller, used single-phase bridge as the topology structure and generated SPWM wave with the on-chip ePWM module according to symmetric regular sampling method. By CVT method and Digital PLL, the system achieved the max
2、imum power point tracking （MPPT） and signal synchronization respectively. Through the on-chip 12bit A/D converter, TMS320F28335 measured the analog signals, which largely simplified the system design and reduced the cost. The system was embedded with the digital display module. Taking CPLD to drive
3、the 4.3” TFT LCD, the system can display the real-time output signal waveform, the spectral characteristics as well as other parameters, including the input voltage, current, power, the output voltage, current, power, the efficiency, the frequency, the phase the THD. Over-current, over low voltage p
4、rotection and the automatically recover were realized as well.Key Words：inverter，SPWM，MPPT，Phase-lock，DSP1引言新能源是二十一世纪世界经济发展中最具决定力的五大技术领域之一。太阳能是一种清洁、高效和永不衰竭的新能源。在新世纪中，各国政府都将太阳能资源利用作为国家可持续发展战略的重要内容。我国西北地区土地辽阔，人烟稀少，交通不便，燃料供应紧张且价格极高，常规电网难以覆盖，但太阳能资源极为丰富.从技术经济角度分析，当输出电功率与送电距离之比小于100瓦/公里时，用太阳电池电源供电要比常规电源供电
5、经济得多，为此，我国在20022003年度推出了西部光伏照明工程，在西北地区大力发展光伏发电系统以提高西部地区人民的生活水平，这对于贯彻西部大开发战略具有重要的政治意义和经济意义:另一方面，根据世界各国的发展目标，预计到2030年，世界各国的光伏发电量将占到总发电量的5%一20%，也就是意味着应用石化能源所造成的环境污染将会得到极大改善。DSP具有强大的数据处理能力和高运行速度，其丰富的片内资源和外设资源，非常适合于应用于电力电子场合，为光伏并网模拟发电装置提供了一个良好的解决方案。本装置采用TI公司最新推出的浮点DSP 芯片TMS320F28335 很好地实现了光伏并网模拟发电的各项指标。T
6、MS320F28335为基于业界首款浮点数字信号控制器（DSC），高性能静态CMOS技术，具有150MHz的高速处理能力，具备32位浮点处理单元，6个DMA通道支持ADC、McBSP和EMIF，有多达18路的PWM输出，其中有6路为TI特有的增强型 PWM输出模块（EPWM），具备150 ps MEP分辨率，6个事件捕捉输入，12位16通道ADC。其新型浮点控制器与 TI 前一代领先数字信号控制器相比，性能平均提高 50%，并与定点C28x控制器软件兼容。得益于其浮点运算单元，可快速编写控制算法而无需在处理小数操作上耗费过多的时间和精力，简化了软件编程，缩短了开发周期。并且TI公司专用的集成开
7、发环境CCS提供了对C语言很好的支持，其C编译器可以直接从C语言源程序生成高效简捷的汇编语言代码。2系统指标本装置达到了该题目要求的所有基本指标和发挥部分指标，并在此基础上增加了以下功能：1）自带频谱分析仪，可分析至32次谐波，并计算输出波形失真度。2）数字显示功能：本装置采用自行设计驱动的4.3彩色液晶TFT LCD，完成了输出波形、频谱特性以及输入电压、电流、功率，输出电压、电流、功率，效率，频率，相位差，失真度的正确显示。3）开机自检及保护。4）辅助电源采用开关电源芯片设计，效率90%以上,只需要一路+5V输入即可。控制电路全部采用低功耗设计，效率也较高。现将题目的要求指标（包括基本要求
8、指标和发挥部分指标）和本设计实测各项指标在表2-1中进行比较。表2-1 各项指标对照表测试项目基本要求指标发挥部分指标实测指标最大功率点跟踪1%-0.47%频率跟踪0.01%效率60%80%94%uo失真度THD5%0.6%欠压保护250.5 V25.11 V过流保护1.50.2 A1.534 A相位跟踪53.92自动恢复能注:本装置所显示的输出电流,电压分别为题目中的变压器次边的Io, Uo , 输出效率Po =Io*Uo，效率为= Po/Pd，其中，。测试表中的输出电压、电流及效率为变压器原边的测试结果。因此，录像中TFT LCD上所显示的效率较实测数据偏低。3 方案比较与论证3.1 主电
9、路拓扑方案一：单相半桥逆变电路由一对桥臂以及一个带有中点的直流电源构成（如图3-1所示），在实际中，通常用一个直流电源与两个足够大的电容器串联代替带有中点的直流电源，其输出电压幅值为Ud/2，在输出工频电压时，电容的容量要取得大。图3-1 单相桥式逆变拓扑方案二： 单相桥式逆变电路是两个单相半桥逆变电路的组合，其电路如图3-2所示。桥式电路的输出波形与单相半桥的输出波形相同，谐波成分也相同，但是幅值增大了一倍。图3-2 单相桥式逆变拓扑方案三：采用D类功放芯片，可实现本题目要求的DCAC驱动、变换及SPWM波，输出可以很好地跟踪输入电压uREF ，效率高，失真小，外围电路简单，只需按要求设计低
10、通滤波器即可。此方案简单，但与实际并网发电的概念有差异，故放弃此方案。经论证比较：单相半桥电路输出幅值低，直流利用率低，且需要很大的电容来保证电容电压的均衡与恒定，很难达到题目的要求，故采用方案二作为DC-AC主电路拓扑。3.2 正弦脉冲宽度调制SPWM的方案采用SPWM专用芯片进行SPWM波的发生。模拟方法产生SPWM波。用模拟比较器比较生成SPWM波，如果用信号波正弦作为比较器的同相端输入信号，三角载波作为比较器的反相端输入信号，便实现了自然法生成SPWM波。规则采样算法产生SPWM波。可以采用软件算法全数字化实现。规则采样法产生SPWM波，是由经过采样的正弦波与三角波相交，由交点得出脉冲
11、宽度。当然，这种经过采样的正弦波实际上是阶梯波，只在三角波的顶点位置或底点位置对正弦波进行采样，其原理如图3-3所示。由于阶梯波与三角波的交点所确定的脉冲宽度在一个采样周期Ts（Ts=Tt）内的位置是对称的，所以称为对称规则采样。由图3得， （3-1）脉冲宽度为： （3-2）式（3-1）中，为采样点（此处为顶点采样）的时刻。式（3-2）中，采样点时刻只与载波比有关，而与幅度调制比无关，且,图3-3 对称规则采样算法示意图TMS320F28335带有ePWM波形产生单元包含可编程死区控制，可输出非对称PWM波形、对称PWM波形或空间矢量PWM波形。具有可编程的死区控制性能，以防止桥式驱动主电路的
12、上下桥臂短路。同时DSP还具有强大的运算能力，因此用DSP实现SPWM功能更强，编程更灵活，且有更快的运算速度。方案一存在开关频率较低，且控制不灵活的缺点，且成本较高，方案二需要搭建较高频率的三角波发生器，且要求比较器速度快，精度高，方案三控制灵活，无需外加电路，且可以实现高频率开关信号的发生，虽然需要处理的数据量较大，但是TMS320F28335芯片上150M的主频完全可以实现SPWM波形的数字化产生。综合考虑控制精度及性价比等因素，系统采用方案三产生SPWM波。4理论分析与计算4.1 最大功率点跟踪MPPT的控制方法与参数计算光伏方阵的最优工作点称为最大功率点,它主要取决于电池板的工作温度
13、和当时的光照水平。从图4.1可以看到在不同的光照强度下光伏方阵的最大功率点不同，其中四个大功率点所对应的光伏阵列输出电压是近似相等的，根据光伏阵列的这一特性可以在日照变化时使光伏阵列输出电压锁定在输出最大功率的一点以实现光阵列的近似最大功率点跟踪，这种最大功率点的跟踪方式称作CVT（Constant Voltage Tracking）方式。对于光伏最大功率跟踪（ MPPT），可以把最大功率线近似地看成电压为常数的一根垂直线，使光伏电池板工作于恒压跟踪状态，这是目前商用光伏发电采用的方法。电池板工作于最大功率点附近，工作电压在Ud变化之前时保持不变。与其他MPPT算法相比，恒压跟踪法具有算法简单
14、易行，系统稳定性高，跟踪速度快的优点。图4-1 不同光强下光伏方阵P-V特性为了尽量减少模拟器件实现MPPT所产生的偏差和温漂，提高系统控制的可靠性和灵活性，系统采用DSP快速的运算功能实现MPPT的数字化控制，使系统结构更为简单，也便于调节系统控制参数。MPPT控制原理如图4.2所示。图4-2 MPPT控制原理框图给定值Uset默认为30V，Ud为实际采样值，由DSP芯片的ADC采集后经计算得到。偏差为：eUdUset ，通过软件PI算法实现PI控制后，控制SPWM的调制比M，再经过正弦波调制后给驱动电路。4.2 同频、同相的控制方法与参数计算 系统采用软件锁相环进行系统的同频，同相控制，将
15、Uref与Uf的信号经过电压比较器比较后整形送入DSP，由DSP芯片定时器的捕捉模块CAP1和CAP2捕捉其上升沿，测量其频率及相位差，进而判断频率是否相同，如不同则重新计算开关频率，使频率等于fREF。同相控制算法由DSP判断其延迟时间t，调整SPWM波表的指针至相应位置，从而实现两个信号的同相。在设计中，SPWM载波频率为30KHz，SPWM中断时间间隔大约为33us，正弦表格为128个点，每个点对应的电角度为2.8度，CPU时钟频率为125MHz。从实验结果来看，按上述方法设计的锁相环的锁相误差不超过一个PWM中断时间，即1/128个工频周期，可见锁相误差不超过0.5%，完全可以满足本系
16、统中的谐波检测和光伏并网需要。4.3 提高效率的方法提高整个装置效率的方法主要有一下几个方面：1）减小开关管的损耗为了提高整机效率，并考虑滤波器的体积，逆变电路的开关频率不能太低，太低滤波困难，失真度大；开关频率也不能太高，太高所需要的驱动功率就越大，我们确定开关频率为30kHz。从桥式逆变的结构看，选择导通电阻Ron小、开启速度快的N沟道MOS管，能够在较高的频率下工作，且保持较低的驱动功耗。由于选取的开关频率不是很高并且电路功率较低，其功率MOSFET管的功率损耗主要是导通电阻的损耗和开关损耗。作为功率MOSFET 来说，有两项参数是最重要的，一个是RDS（ON），即通态时的漏源电阻，另一
17、个是栅极电荷QG。我们选择N沟道MOS管IRFB4110作为开关管，该管Qg典型值为150nC，RDS典型值为3.7m，VGS=20V。一个MOSFET管完全导通时的功耗（传导损耗）Pon可近似为：Pon = Id2 RDSton / （ton + toff） （4-1）其中Id 为漏极电流3A，RDS=3.7m，ton为MOSFET完全导通时间，可按开关周期占空比为50%计算。则可计算出Pon =16.65 mW。一个MOSFET管的驱动损耗主要是栅极电荷的充电和放电的损耗PC，可近似为：PC = QG VGSf （4-2）其中QG为栅极电荷150nC，VGS为栅源电压12V，f为开关频率3
18、0kHz。则PC =54mW。2）减小驱动电路的损耗功率MOSFET开关时所需驱动电流为栅极电容的充放电电流，功率管极间电容越大，所需电流越大。在开关管开和关时状态切换的中间过渡状态时开关损耗的值是很大的，因此要确保栅极驱动的内阻要够小，驱动功率足够大，以加快上升沿和下降沿的速度，减少处于中间状态的切换时间。即降低MOSFET驱动电路内阻以减小时间常数，加快开关速度，可减小开关损耗。驱动电路直接采用TI公司的N沟道MOSFET驱动芯片UCC27200，其最高引导电压为 120 V，最高VDD 电压为20 V，工作频率超过1 MHz，传输延迟时间为 20 ns，3 A 输入3 A 输出电流，负载
19、为 1000 pF 时，上升下降时间分别为 8 ns/7 ns。3）减小输出滤波器电感的损耗电感损耗的大小直接影响到装置的效率和性能，主要由铜损和磁芯损耗组成。铜损主要为导线的直流电阻，取决于导线的线径和总长度。磁芯损耗主要由涡流和磁滞效应产生，其大小随工作频率的升高而增加。我们采用价格低廉的铁氧体磁芯，用二个形状尺寸相同的EE磁芯形成闭合磁路，在磁芯上用漆包线绕制线圈作为滤波电感，其高频损耗较小，效果较好。4）减小辅助电源的损耗辅助电源采用开关电源芯片TPS61085、TPS5430设计，效率90%以上，只需要+5V输入即可。5）减小控制电路的损耗6）减小导线的损耗 在PCB板的布线时，尽量
20、使功率电路的线宽加大和线距减小。滤波电容、电感引线尽可能短。4.4 滤波电路设计和计算在逆变器的输出中除含有需要的基波外，还含有逆变器开关频率和开关频率整数倍附近的谐波，如果不能滤除这些高频谐波，将会给电网带来高频谐波污染，也不能达到系统所要求的性能指标，因此必须将逆变器开关引起的谐波滤除。逆变电源选择LC滤波器来滤除高次谐波，LC滤波参数的选择必须适当。滤波时间常数越大，不仅滤波电路的体积和重量过大，而且滤波电路引起的相位滞后变大，采用闭环波形反馈控制时，整个系统的稳定性越差。反之，滤波参数选得过小，系统中的高频分量得不到很好的抑制，输出电压不能满足波形失真度的要求。因此，选择滤波器参数时，
21、要综合考虑这两方面的因素。系统输出滤波器采用对称结构：L1串联C再串联L2，如图4-3所示图4-3 交流滤波器电路由电路理论知，此滤波器的传递函数为： （4-3）其中，L=L1+L2，由相关自控原理知，影响滤波效果的参数主要是转折角频率和阻尼通常，选择SPWM逆变器的输出LC滤波器的转折频率远远低于逆变输出频率，它对逆变输出频率以及其附近频带的谐波具有明显的抑制作用。系统中，逆变输出是频率为24-36kHz的SPWM矩形脉冲（输出的基波频率为45-55Hz）,谐波主要也集中在这附近，取此处截止频率为2KHz。在实际应用中，忽略电感对负载的分压作用及电容对负载的分流作用，并考虑变压器的电感，经计
22、算及实验调整后，取 L=L1+L2=410u H ，C=20 uF/50V 。5系统结构5.1 系统总体结构控制系统以TMS320F28335为核心，外扩驱动电路，信号调理电路，以及LCD和键盘。驱动电路部分用于功率MOSFET的驱动控制；信号调理模块负责将输出电压以及正弦波参考信号经过零比较，送入DSP的捕捉模块。将输入输出的电压，电流进行调理，变换至适合DSP处理的范围1V3V；LCD及键盘负责人机交互。系统的功率部分由直流滤波电路，逆变主电路，交流滤波电路组成。逆变主电路拓扑采用单项桥式结构。系统结构框图见图5-1。 图5-1 系统框图5.2 显示驱动结构 系统的显示部分采用了自行设计驱
23、动的4.3彩色液晶TFT LCD，液晶控制主要以CPLD（EPM570T144芯片）为驱动器，负责产生TFT的控制时序，外扩256*16bit SRAM （IS61LV25616芯片）作为显示缓冲存储器。CPLD从DSP端口接收显示内容，存入SRAM中，之后将SRAM中的数据依序显示在TFT屏上。TFT驱动模块结构图如图5-2所示。图5-2 TFT驱动模块结构5.3 模拟信号调理电路结构 模拟信号调理部分由输入电流电压取样调理，输出电流电压有效值检波，输出电压调理，输出电压及正弦波参考信号过零比较这几部分组成，调理电路结构如图5-3所示。图5-3 模拟信号调理电路结构6系统硬件设计6.1 主电
24、路及驱动开关管的选择：题目要求输入电压为30V，输出电流为3A，故开关管电压取100V,电流8A即可。选择N沟道MOS管IRFB4110可满足要求，虽然该管Qg较大，但RDS很小。驱动电路采用TI公司的高低端驱动芯片UCC27200，最高引导电压为 120 V；最高 VDD 电压为 20 V；工作频率超过 1 MHz；传输延迟时间为 20 ns； 3 A 输入3 A 输出电流；负载为 1000 pF 时，升降时间分别为 8 ns/7 ns。具备独立输入的高侧低侧驱动器，其低侧与高侧栅极驱动器可单独控制，相互开关之间的时间间隔仅为 1 ns, 从而能够实现最大的控制灵活性。片上自举二极管无需使用
25、外部分立式二极管。高侧与低侧驱动器均具有欠压锁定功能，如果驱动电压低于指定的阈值，则强制输出为低值。实验证明其驱动和抗干扰能力强。电路如图6-1所示。图6-1 MOSFET驱动电路6.2 DSP处理器电路DSP有以下几个部分组成：DSP核心电路，电源管理（数字电源：+1.8V，+3.3V，模拟电源：+3.3V），16路ADC前端电路，外部存储（256K*16bit SRAM， SD卡），人机交互接口（键盘，12864液晶接口，4.3” 彩色液晶 TFT LCD接口），RS232接口，CAN总线接口，4个LED指示灯，复位电路，下载器接口等。电路图见设计文档。6.3 模拟信号调理电路1输入电压电
26、流信号调理电路直流侧输入电压Ud和电流Id信号经电阻分压取样及有源低通滤波器后由DSP的12位AD采样，经计算后完成最大功率点的跟踪。输入电压调理电路见图6-2，输入电流调理电路见图6-3。图6-2 输入电压信号调理电路图6-3 输入电流信号调理电路图中运算放大器采用TI公司的高速单电源轨至轨双路运算放大器OPA2353，具有轨至轨输入，轨至轨输出（10mV以内）；44MHz带宽；压摆率：22V/ms；低噪声：5nV/Hz，低失真，低噪音：0.0006%；单位增益稳定等优点，适合该应用场合。2输出电流有效值检测电路输出交流电流的检测采用WB型电磁式电压电流组合传感器，将其变换为-5V+5V的模
27、拟交流电压信号，即通过I-V变换后，经无源低通滤波及有效值检波变为单极性02.5V信号。送入DSP的ADC中，由DSP计算得到实际电流值。有效值检波采用AD637芯片实现, AD637是一款RMS真有效值转换芯片，可测量的信号有效值达到7V，精度高、带宽宽，并有电源自动关断功能，可降低静态电流。电路图见图6-4。图6-4 输出电流有效值检测电路3输出电压信号调理电路输出交流电压的检测电路和输出电流检测电路结构相同。输出电压通过隔离变压器输出信号经过WB型电磁式电压电流组合传感器变换，即通过V-V变换后，经过滤波、放大及偏置电路后，变为单极性03V的信号送入ADC，由DSP计算128点FFT，得
28、到频谱特性以及失真度。其中，信号的基波分量即为输出电压有效值（经无源低通滤波及有效值检波变为单极性02.5V信号，由DSP片上ADC采样得到。）电路图见图6-5。图6-5 输出电压信号调理电路4频率与相位检测电路由反馈信号及正弦波参考信号经过滤波、过零比较及整形限幅得到方波信号，送入DSP捕捉模块中，计算出正弦电压的频率和相位。DSP的CAP捕获模块只能对上升沿和下降沿信号进行响应，且对信号的幅值有严格的要求，高电平不能超过3.3V。因此，为了捕获输出正弦电压信号的相位和频率，需将其滤波并转换为03.3V的方波信号，而且要求过零翻转时避免振荡，以免造成CAP的误触发。频率与相位检测电路图见图6
29、-6。图6-6 反馈信号比较电路6.4 系统电源设计由于我们要使用TMS320F28335芯片片内的AD模拟量接口来采集各路模拟信号，因此在供电上要考虑数字和模拟两组电源，以实现模拟信号采样的低噪声和高精度。1. DSP数字电源电路设计TMS320F28335芯片需要双数字电源3.3V、1.8V供电，为了保证在上电过程中内部所有模块能够得到正确的复位状态，要求在设计供电电路时考虑上电及掉电时的顺序问题，即：上电时，首先应保证所有模块的3.3V电压（包括VDDIO、DD3VFL、VDDAI/VDDAZ/VDDAIO/AVDDREFBG）先供电，然后提供1.8V或1.9V电压。掉电过程中，在VDD降低到l.5V之前，处理器的复位引脚必须插入最小8us的低电平。电源管理芯片TPS767D301可以自动完成上电顺序的控制
