080132任维500W通信电源设计TFFC级设计.docx
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080132任维500W通信电源设计TFFC级设计
1绪论
在科技飞跃发展的今天,电成为我们生活的必需品,随着我国国内外信息化建设步伐的加快,无处不在的通信网络为我们的工作提供了巨大的方便,使我们的生活变得越来越多姿多彩,之所以这样,得归功于通信电源设备,它保证了整个通信网络的能量需求。
现代通信电源技术作为通信设备稳定运行的基础,在国内外得到了越来越广泛的关注,并在相关领域得到了广泛的应用[1]。
1.1课题背景及意义
近几十年来,随着我国的通信事业飞速发展,通信网络已经覆盖我国绝大多数地区。
随着通信网络功能更加完善,固定电话、移动电话数量迅速增加,通信已经成为人们现代社会生活密不可分的重要组成部分。
通信网络规模的不断扩大和消费者要求的不断提高,对通信网络安全性、设备的先进性和运营商的服务质量提出了更高的要求。
作为通信设备系统的“心脏”,通信电源在通信系统中具有无可比拟的重要地位。
它包含的内容相当广泛,不仅包含直流组合通信电源系统,还包括DC/DC模块电源,UPS不间断电源和通信用蓄电池等。
现代通信电源技术的核心基本一致,都是以功率电子器件为基础,通过稳定的控制环节设计,再加上必要的外部监控设备,最终实现能量的转换和过程的监控。
通信设备需要电源设备提供直流供电,因此电源设备的安全性和可靠性是保证通信系统正常运行的关键条件[2]。
通信电源越来越受到人们重视,电源设备的技术水平明显提高。
日常维护管理工作逐步到位,电源故障造成重大通信阻断的现象越来越少,通信电源新技术、新产品不断产生和应用,电源设备供应商之间的竞争以及工程设计、施工等单位间的竞争也越来越激烈。
通信电源市场的需求增长的迅速,从更长远的发展趋势分析,通信电源在未来几年内会迎来一个发展高潮。
1.1.1通信设备对电源系统的基本要求
(1)可靠性高
一般通信设备产生故障而导致的影响很小,可以忽略。
如果电源系统发生类似于直流供电系统的中断事故,这种影响是毁灭性的,通常会造成整个通信网络系统的全部中断。
但是有些数字通信设备,其电源电压不可以有一点的瞬间中断。
所以,电源系统的可靠运行是保证通信系统正常运行的首要条件。
(2)稳定性好
绝大多数的通信设备都要求电源电压的稳定,必须控制在电压容许的变化范围之内,特别是对于那些由计算机来进行控制的通信设备,电源电路工作速度快,频带宽,输出电压的波动、电压的杂音以及电压的瞬间变化等现象对它的影响都非常大。
因此,电源的供电系统的稳定性要相当良好。
(3)效率高
随着通信设备容量的不断增加,电源系统的负载也不断增大。
能源是有限的,为了节约电能,效率的提高尤其明显,必须提高电源设备装置的高效性,关键是使各种电源设备具有较高的电压变换效率,就是要求电源设备的自身损耗要很小,目前,PWM型开关电源设备的效率已达到80%以上。
1.1.2现代通信设备对电源系统的新要求
(1)低电压和大电流
现代通信设备要求电源系统可以输出低电压、大电流,并且可以进行多组供电系统电压的需求,电源功率密度要进行大幅度上升,电源供电方案和电源应用方案的设计要呈现出不同性。
(2)模块性
电源设备的自由组合和扩容,并且相互备用以来提高电源设备的安全性,电源设备的模块性有两个方面的意思,一是指电力电子功率器件的模块性,二是指电源设备系统单元的模块性。
由于电源设备频率的不断变快,导致引线的寄生电感和寄生电容的影响不断变大,对电力电子器件造成更大的电压应力。
为了更好的提高系统的可靠性,可以把电压设备相关部分分别做成模块,把开关设备的保护电路和驱动电路分别装进这样的模块中,智能化的功率模块就这样组成了,这样使整个设备的体积缩小了,整个设备的设计及制造也方便了许多。
(3)集中监测控制
现代电源运行系统要求控制机房的维修通过远程的监测与控制来完成。
所以就要求电源设备自身具有监测控制的功能,并且配备有标准的通讯接口,后台工作的计算机或远程维护中心可以方便进行网络传输并进行通信的连接,数据的交换,集中监控得以实现,设备维护的及时性得以提高,维护的工作量和人力资源的投入减少,工作的效率性得到提高。
(4)自动化和智能化
现代通信设备要求电源设备可以进行自身电池的自动管理,自身事故的自动检测,自身事故的自动报警等,自身的自备发电机可以自动启动和自动停止。
(5)集成化和小型化
集成化和小型化是现代通信设备的发展趋势,作为设备的后备电源的蓄电池要做到小型化设计、不需维护和密封性完好,用来将设备电源和蓄电池连同通信设备安装在同一个控制机房内,从而不必具有专门安装电池的地方。
(6)新型的供电方式
和电源设备的集成化、小型化相比较,电源设备的供电方式也要实现各控制机房的分散供电,集中设备必须进行集中的供电。
1.2开关电源技术
1.2.1开关电源成为现代通讯技术的主导电源
在现代通信网络上运行的电源主要有以下三种:
线性电源、相控电源、开关电源。
线性电源,是将交流电经过变压器降低电压的幅值,再由整流电路进行整流后,得到脉冲直流电,后经滤波得到带有微小纹波电压的直流电压。
为了得到高精度的直流电压,必须要经过稳压电路进行稳压[3]。
采用可控硅作为整流器件的电源系统就是相控电源,其原理是经工频电压器,对交流输入电压进行降压处理,然后利用可控硅来进行整流处理。
为了保证稳定的输出电压,必须要一套较为完善的用可控硅进行触发功能的电路。
面对不断发展通信技术,相控电源的要求越来越高,现代通信的质量和可靠的要求对于相控稳压电源来说已经无法满足,性能更加优良的开关电源在逐渐取代它。
开关电源是指利用现代电力电子技术,控制开关管开通和关断时间,维持稳定输出电压的一种电源技术,开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)技术来控制开关管。
随着电力电子技术的不断发展和创新,开关电源技术也在不断的发展,它体积小,效率高,重量轻,可以方便的进行模块化设计。
正是由于这些优点,开关电源已在现代通信网络中大量取代了相控电源,并得到越来越广泛的应用。
1.2.2促成开关电源占据主导地位的关键技术
从开关电源的发展过程来看,它最早出现在二十世纪六十年代中期。
当时美国研制出了20kHz的DC/DC变换器,这为开关电源的发明创造了前提条件。
到了七十年代,出现了用高频变换技术的整流器,它不需要50Hz的工频变压器,直接将交流电进行整流,再逆变为高频交流电,再整流滤波变为所需直流电压[4]。
到了八十年代初,英国科学家根据以上的条件和原理,制造出了第一套实用的48V开关电源(SwitchModeRectifier)被命名作SMR电源[5]。
随着电力电子器件技术的不断改进和发展,出现了一些新型的功率半导体开关器件和功率模块,如功率MOSFET、绝缘栅双极晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT和碳化硅功率半导体开关器件,它们的开关速度快,电荷存储时间短,开关频率的加快,从而使得开关电源技术不断提高。
随着电力电子技术的进步,均流控制技术的出现,它将电源设备进行模块化设计,然后将各个模块组合在一起,这些模块组合在一起形成一种大电流电源系统,方便控制,从而更好的提高电源设备的可靠性。
2双管正激(TFFC)变换器的研究
2.1基本DC/DC变换器
PWMDC/DC变换器,是开关电源的主要组成部分和进行直流电能转换与控制的核心,它是由功率半导体器件(开关管和二极管)和储能元件(电感和电容)组成的,通过对其开关管的PWM通/断控制,将一种数值的直流电压,转换成所需要的另一种数值的直流电压,并且控制输入直流电源与负载之间的功率流动[6]。
具有隔离变压器的直流PWM转换器,也可以按单管、双管和四管进行分类。
单管隔离式PWMDC/DC转换器有正激式(Forward)和反激式(Flyback)两种。
双管隔离式PWMDC/DC转换器有推挽式(Push-Pull)和半桥式(HalfBridge)两种。
当然,也有双管正激式变换器和双管反激式变换器,这两种由双管构成的正—反激式变换器的工作原理与单管构成的正、反激变换器是基本相似的,单管和双管正激式变换器在变压器磁复位的机理上是有所不同的。
四管隔离式PWMDC/DC转换器只有全桥式(FullBridge)变换器一种。
隔离式PWMDC/DC变换器都是用高频变压器实现电气隔离的。
为了减小损耗和改善电力电子器件的工作条件,变压器各组绕组应紧密耦合,尽量减小漏感。
直流DC/DC变换器按输入与输出之间是否有电气隔离可以分为:
一种是有隔离的称为隔离式DC/DC转换器,隔离式DC/DC转换器在实现输出与输入电气隔离时,通常采用变压器来实现隔离,有利于扩大变换器的输出应用范围,可以实现不同电压的多路输出和同种电压的多种输出;另外一种就是没有隔离的称为非隔离式DC/DC变换器。
非隔离式的DC/DC变换器,按照有源功率器件的个数来分,可以分为单管、双管和四管[7]。
基本DC/DC变换器拓扑[2]主要有Buck(降压)、Boost(升压)、Buck-Boost(降升压或升降压)、Cuk、Sepic和Zeta等六种,其中比较常用的是Buck变换器和Boost变换器。
Buck变换器如图2.1所示,它是一种单管的、没有电气隔离的直流电压变换器,它的输出电压小于或等于它的输入电压,其输出端有滤波电感L,所以输出电流的脉动较小,但是输入端电流脉动较大。
图2.1 Buck变换器
Boost变换器如图2.2所示,它是一种单管的,没有电气隔离的直流电压变换器,它的输出电压高于输入电压,所用到的器件和Buck变换器中的相同。
但与Buck变换器不同的是其电感接在输入端,所以输入端电流脉动小,适合于需对输入电流波形进行控制的场合。
由于Boost的升压电感接在输入侧,在开关导通时储能,在开关关断时向负载传递能量,工作占空比不能等于1。
图2.2 Boost变换器
Buck-Boost变换器如图2.3所示,它是一种单管的、没有电气隔离的直流电压变换器,其组成元器件与Buck和Boost变换器相同,它的输出电压既可以低于输入电压也能够高于输入电压,与前两种变换器不同的是其输出电压极性与输入电压的极性相反,而且由于其电感在变换器的中间,因此输出、输入电流的脉动都较大,故通常在它的输出和输入端要另加一个滤波器。
图2.3 Buck-Boost变换器
Cuk变换器如图2.4所示,它是一种的单管,没有电气隔离的直流电压变换器,它的输出电压也既可以高于输入电压高也可以低于输入电压,它有两个电感和一个能量传输和储存的电容。
由于在输出端和输入端各有一个滤波电感,因此输出和输入电流的脉动都很小,Cuk变换器的输出电压极性也与输入电压的极性相反。
图2.4 Cuk变换器
Zeta变换器如图2.5所示,它一种单管的,没有电气隔离的直流电压变换器,它的输出电压可高于输入电压也可低于输入电压,与前面的Cuk变换器效果一样,它同样也有一个能量储存和传输电容和两个电感,它电路的左半部分也类似于Buck-Boost变换器,它的右半部分类似于Buck变换电路,但是它的输出电压极性与输入电压极性相同,这与Cuk变换电路不同。
图2.5 Zeta变换器
Sepic变换器如图2.6所示,它是一种单管的,没有电气隔离的直流电压变换器,它的输出电压可以高于输入电压也可以低于输入电压。
与Zeta变换器相比,它是将开关管和二极管的位置与电感的位置交换后得到的。
其输入为电感输入,类似于Boost变换器,因此输入电流脉动小,输出端类似于Buck-Boost变换器。
Sepic变换器的输出和输入端的电压极性相同。
图2.6 Sepic变换器
基本DC/DC变换器主要应用在中小功率、输入和输出不需要隔离的场合,其中应用最多的是Buck和Boost两种变换器。
2.2降压型(Buck)PWM变换器
2.2.1降压型(BUCK)PWM变换器电路结构和控制方式
Buck降压式PWMDC/DC转换器的电路图和工作波形图如图2.7所示。
Buck(降压式)PWMDC/DC转换器的主电路,是由开关管V、二极管D、输出滤波电感Lf和输出滤波电容Cf等器件组成。
PWM控制对开关管V的反复导通和关断,控制输出电压Uo的值;电感Lf平滑电流,即限制电流变化率。
当开关管V导通的时侯滤波电感Lf进行储能,因此,滤波电感Lf也叫储能电感;二极管D叫做续流二极管,当开关管V关断时续流二极管D导通,提供了一个续流通路,使电感电流不会迅速中断,避免使电感感应出高压而将开关管击穿。
同时,这个续流通路也是电感能量释放到负载的通路;滤波电容Cf用于减小负载电压Uo的脉动成分和减小输出阻抗。
(a) 电路图
(b) 电感电流连续的工作波形
图2.7 Buck降压式PWMDC/DC转换器电路及其工作波形
在图2.7(b)中,开关管V的驱动电压为ube,开关管V的驱动电流为Ibe,在(0-Ton)期间,开关管V导通;在(Ton-Ts)期间,开关管V关断。
开关管的开关周期为Ts,所以它的开关频率为fs=1/Ts。
导通时间为Ton,关断时间为Toff,所以Ts=Ton+Toff。
导通时间所在导通时间的比例,即占空比Du,所以Du=Ton/Ts。
调节占空比Du的大小,即调节导通时间Ton的长短,这种控制方式称为脉冲宽度调制方式(PWM)[8]。
2.2.2电感电流连续时Buck转换器的工作原理
Buck降压式PWMDC/DC转换器有两种基本的工作模式[4],即电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续式(DCM)工作方式。
电感电流连续是指输出滤波电感Lf中的电流总是大于零,即不出现电流中断的现象;电感电流断续是指在开关管关断期间有一段时间Lf中的电流为零。
在这两种工作模式之间有一个工作边界,称为电感电流临界连续状态,即在开关管关断期末,电感Lf中的电流刚好降到零。
图2.8给出了BuckPWM转换器在不同开关模式时的等效电路。
本次只考虑电感电流连续时的工作状态。
工作原理
为了分析方便,提出下面的假设:
(1)所用的电力电子器件都是理想器件,即开关管V和二极管D的开通和关断时均为零,在关断时其断态漏电流为零,导通时其通态电压为零。
(2)在一个开关周期Ts内,输入电压Ui和原来相同;PWM转换器的输出电压Uo,即输出滤波电容Cf的电压,它的纹波很小,因此输出电压值为Uo和原来相同。
(3)滤波电感Lf和电容Cf都是无损的理想储能元件,即电感工作在线性未饱和区,寄生电阻为零,电容的等效串联电阻为零。
(4)线路阻抗为零。
(a) V导通
(b) V关断
图2.8 不同开关模式时的等效电路
开关模式1(0-Ton)
如图2.8(a)所示,在t=0的瞬间,开关管V导通,电源电压Ui通过开关管V加到二极管D、输出滤波电感Lf和输出滤波电容Cf上,所以二极管D关断。
因为输出滤波电容Cf上的电压Uo保持不变,所以加在电感Lf上的电压为Ui-Uo。
因为电源电压Ui大于输出电压Uo,所以输出滤波电感Lf的电流iLf线性增加。
(2.1)
在t=Ton时,电感电流iLf的值达到最大值ILfmax,在开关管V导通期间,iLf的增加量为:
(2.2)
开关模式2(Ton-Ts)
如图2.8(b)所示,在t=Ton瞬间,开关管V关断,电流iLf通过二极管D续流导通。
这时加在电感Lf上的电压为-Uo,因此电流iLf线性减小。
(2.3)
在t=Ts的瞬间,电流iLf达到最小值ILfmin。
在开关管V关断期间,电流iLf的减小量为:
(2.4)
在t=Ts的瞬间,开关管V又导通,电路进入下一个开关周期。
在开关管V导通期间,流过开关管V的电流就是电感电流iLf;在开关管V关断期间,流过二极管D的电流也是电感电流iLf。
流过开关管V的电流是电源的输入电流,为了减小电源输入电流的脉动,要在Buck(降压式)PWMDC/DC转换器的输入端应并接一个输入滤波电容。
2.3正激式(Forward)PWM变换器
2.3.1正激式(Forward)PWM变换器的简介
正激变换器主电路如图2.9所示,实际上是在Buck变换器电路中插入隔离变压器构成的。
正激变换器的变压器是一个完全意义上的变压器,只起隔离输入输出和变换电压的作用,只储存变压器激磁所须的少量能量。
在开关导通时,变换器通过副边整流二极管Dl向负载提供能量;在开关管关断时,变换器副边由输出滤波电感的储能通过续流二极管向负载提供能量,原边通过复位绕组和复位二极管对变压器磁芯进行磁复位,将变压器激磁时储存的能量回馈到输入端[9]。
图2.9 正激(Forward)变换器
正激(Forward)变换器的电路结构简单,输入输出电压隔离,容易实现,在中、小功率变换场合中广泛应用。
但是,这个变压器必须磁复位,这是该变换器有的一个明显的不足之处,不然变压器的磁通量会不停的增加,最后导致磁芯饱和而损坏磁芯[10]。
变压器中增加复位绕组的方法如图2.9所示,这种磁复位方法是最早采用的磁通复位方法。
在磁通复位时,激磁电流通过复位二极管和复位绕组,将激磁电感中储存的能量回馈到电路输入端,此时开关管的电压应力为:
(2.5)
式中:
Us为开关管的电压应力,UIN为电路输入电压,n3和n1分别为变压器的复位绕组和原边绕组的匝数。
在实际应用中为了降低开关管的电压应力,为了提高变换器的占空比,一般使复位绕组的匝数等于原边匝数,这样开关管的电压应力为输入电压的两倍,因此这种磁复位方式简单。
2.3.2正激式(Forward)PWMDC/DC变换器主电路和控制方式
如图2.10给出了正激式PWMDC/DC转换器的主电路及其工作波形。
开关管V按照PWM方式工作,二极管D1是输出整流二极管、D2是续流二极管,电感Lf是输出滤波电感,电容Cf是输出滤波电容。
隔离变压器有三个绕组:
初级绕组W1,次级绕组W2和复位绕组W3。
图中绕组标有“*”符号的一端表示绕组的始端。
二极管D3是复位绕组W3的串联二极管。
(a) 电路图
(b) 工作波形图
图2.10 正激式PWM转换器的主电路及其工作波形
2.3.3正激式转换器的工作原理与基本关系
工作原理
(1)开关模式1(0~Ton)
图2.11 V导通
如图2.11所示,在t=0瞬间,开关管V导通,电源电压Ui加在变压器初级绕组W1上,即Uw1=Ui,故铁心磁化,铁心磁通
增大:
(2.6)
在此开关模态中,铁心磁通的增加量为:
(2.7)
变压器的励磁电流iM从0开始线性增加:
(2.8)
式中,LM为初级绕组励磁电感。
变压器次级绕组W2上的电压为:
(2.9)
式中,K12=W1/W2是初级、次级绕组的匝数比。
整流二极管D1导通,续流二极管D2截止,滤波电感电流iLf线性增加,此时与Buck降压式转换器中的开关管V导通时一样,只是电压为Ui/K12。
(2.10)
根据变压器的工作原理,初级电流iW1为折算到初级的次级电流和励磁电流之和,即:
(2.11)
(2)开关模态2(Ton~Tr)
图2.12 V关断
如图2.12所示,在t=Ton时刻,开关管V关断,初级绕组和次级绕组没有电流流过。
此时,变压器通过复位绕组进行磁复位,励磁电流iM从复位绕组W3经过二极管D3反馈到输入电源中去。
则复位绕组上的电压为:
(2.12)
这样变压器初级绕组和次级绕组上的电压分别为:
(2.13)
(2.14)
式中,K13=W1/W3是初级与复位绕组的匝数比;K23=K2/K3是次级绕组与复位绕组的匝数比。
此时,续流二极管D1关断,滤波电感电流iLf通过续流二极管D2续流,与Buck转换器类似。
在此开关模态中,加在开关管V上的电压为Uv为:
(2.15)
电源电压Ui方向加在复位绕组W3上,铁心去磁,铁心磁通
减小。
(2.16)
铁心磁通的减小量为:
(2.17)
式中,△Du=(Tr-Ton)÷Ts,是变压器铁心的去磁时间Tr-Ton与Ts的比值,△Du<1-Du。
励磁电流iM从初级绕组中转移到复位绕组中,并且开始线性减小。
(2.18)
在t=Tr时刻,iW3=iM=0,变压器完成磁复位。
(3)开关模式3(Tr~Ts)
图2.13 V关断,磁复位完成
如图2.13所示,在开关模态3中,变压器的所有绕组中都没有电流,他们的电压都为0。
滤波电感电流继续经过续流二极管。
此时加在开关管V上的电压为Uv=Ui。
基本关系
从以上分析可知,正激式变换器实际上是一个具有隔离变压器的Buck降压式变换器,其输出电压Uo和输入电压Ui之间的关系为:
(2.19)
在正激式PWMDC/DC转换器中,一个重要的概念是:
变压器必须要复位,否则它的磁通将不断增加,最后导致铁心饱和而毁坏。
也就是说,在开关管V导通时,铁心的磁通量增加量应该等于开关管V关断时磁通的减小量,从而得到:
(2.20)
由于△D≤1-Du,要满足式必须有:
(2.21)
从上面可以看出:
如果W1≥W3,即K13≥1,那么占空比Dumax可以大于0.5,而开关管V上的电压UQ高于2Ui;而且K13越大,Dumax可以越大,开关管V上的电压Uv则越高。
如果W1 0.5,而开关管V上的电压低于2Ui,而且K13越小,Dumax越大,开关管上的电压则越低。 为了充分提高占空比Du,而又要减小开光管上的电压时,一般折中选择K13=1,即W1=W3,这时Dumax=0.5,UQ=2Ui。 在开关管V导通,铁心磁化时,续流二极管D2上的电压UD2为: (2.22) 在开关管V关断时,铁心去磁时,整流二极管D1上的电压UD2为: (2.23) 二极管D3上的电压在UD3在开关管V导通,铁心磁化时求得: (2.24) 流过开关管V的电流最大值Ivmax为: (2.25) 隔离变压器的接入,不仅可以实现电源侧与负载侧之间的电气隔离,也使转换器的输出电压可以高于或者低于输入电源电压,同时还可以很方便地实现多种电压输出。 而且开关管V的占空比也可以在比较合适的范围内变化,一般选择在0.45左右变化,这时在同样的输出功率下,开关管V的计算功率较小。 计算功率Pc是在开关管V上的电压值与通过V的电流平均值的乘积。 正激式(Forward)转换器与Buck降压式转换器一样,可以在电感电流连续的条件下工作,也可以在电感电流断续的条件下工作。 这时的二极管VD1和VD2的方向恢复条件得到了改善,同时也改善了开关管的开通条件[11]。 2.4双管正激式(TFFC)变换器 正激(Forward)变换器的开关管承受的电压应力高,是输入电压的两倍,有些时候超过两倍的输入电压大小,正激变换器容量难以继续增加是由于较高的开关电压应力所限制的。 为了降低开关管的电压应力,可以采用双管正激(TwoFetForwardConverter,TFFC)变换器,如图2.14所示。 同单管正激变换器相比,双管正激(TFFC)变换器在变换器的原边增加了一个开关管,并同时增加了两个二极管,开关管S1、S2在PWM脉冲的作用下同时导通和关断,在开关管S1、S2关断时,变压器的储能有一个释放回路,经过续流二极管D1、D2回馈到直流输入电源,所以双管正激PWMDC/DC变换器不需要另加磁复位措施。 这两个续流二极管D1、D2一方面起着箍位的作用,将开关管承受的电
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