直流电动机拖动设计题目B.docx

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直流电动机拖动设计题目B

前言

电力拖动自动控制系统是把电能转换成机械能的装置，它被广泛地应用于一般生产机械需要动力的场合，也被广泛应用于精密机械等需要高性能电气传动的设备中，用以控制位置、速度、加速度、压力、张力和转矩等。

直流电动机具有良好的起、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中得到应用。

晶闸管问世后，生产出成套的晶闸管整流装置，组成晶闸管—电动机调速系统（简称V-M系统），和旋转变流机组及离子拖动变流装置相比，晶闸管整流装置不仅在经济性和可靠性上都有很大提高，而且在技术性能上也显示出较大的优越性。

而转速、电流双闭环控制直流调速系统是性能很好、应用最广的直流调速系统。

对于电力拖动系统设计报告首先要根据设计要求确定调速方案和主电路的结构型式，主电路和闭环系统确定下来以后，重点在对电路各元件参数的计算和器件的选型，包括整流变压器、整流元件、平波电抗器、保护电路以及电流和转速调节器的参数计算。

最后给出参考资料和设计体会和总结。

某立体物流仓库绗架式货物转送车举升系统设计

第一章设计任务书

1.1设计题目

某立体物流仓库，绗架式货物转送车举升系统采用直流电动机驱动滑轮钢索减速机构。

减速比1000：

1（电动机旋转1000转，平台上升/下降1m），其传动效率0.9，飞轮惯量可忽略。

举升平台自重15Kg，最大货物重185Kg，货架层高2m，共4层。

试设计电力拖动自动控制系统，使平台最大层间运行时间小于100S。

工作现场有三相四线制380V交流电源，100A空开保护，电网最大电压波动

，通风良好，环境干燥，无粉尘，现场无防爆要求。

1.2设计原则

直流伺服电动机是在伺服系统中将电信号转变为机械运动的关键元件。

首先应为系统提供足够的公路、转矩是负载按所需要的速度规律运行，控制特性应保证所需调速范围和转矩变化范围。

即从电动机的功率着眼，控制性能好，兼顾电动机的过载能力和温升范围，使用环境条件等，来选择满足负载运动要求的直流伺服电动机。

直流伺服电动机性能比较

表0

第二章主电路的结构型式和闭环调速系统的组成

2.1电动机的基本原则

（1）电动机在工作过程中，其额定功率应得到充分利用。

要求温升接近但不超过规定的允许数值。

（2）电动机应满足生产机械需要的有关机械特性的要求。

保证一定负载下的转速稳定，有一定的调速范围及具有良好的起动和制动性能。

（3）电动机的结构型式应满足设计提出的安装要求和适应周围的工作环境。

例如防止灰尘进入电动机内部，或者防止绕组绝缘受有害气体腐蚀等。

2.2电动机种类的选择

两层之间的距离为2米，运行时间最大100S，即100S内电机的转的圈数要大于2000转，即大于1200r/min,所以直流电机的额定转速不能低于1200r/min.假如货物升高2米用了100秒时间，加速时间和减速时间约为0s。

则：

F=9.8×（15+185）=1960N

V=2/100=0.02m/s

η=0.9

ηP=FV

P=FV/η=1960×0.02/0.9=43.6W

再乘1.8的系数，直流电机的功率不小于78.5W。

因此选用直流电动机、型号为90SZ55、工作方式为周期性断续。

参数如表1

表1电动机技术数据

型号

转矩（mN·m）

转速（r/min）

功率（W）

电压（V）

电流（A）

允许顺逆

转速差

（r/min）

转动惯量

不大于

（mN·m·s²）

电枢

励磁

电枢

励磁

90SZ55

510

1500

80

24

24

5

1

100

0.25

2.3主电路的结构型式

虽然三相半波可控整流电路使用的晶闸管个数只是三相全控桥整流电路的一半，但它的性能不及三相全控桥整流电路。

三相全控桥整流电路是目前应用最广泛的整流电路，其输出电压波动小，适合直流电动机的负载，并且该电路组成的调速装置调节范围广（将近50）。

把该电路应用于本设计，能实现电动机连续、平滑地转速调节、电动机不可逆运行等技术要求。

三相全控桥整流电路实际上是组成三相半波晶闸管整流电路中的共阴极组和共阳极组串联电路，如图六所示。

三相全控桥整流电路可实现对共阴极组和共阳极组同时进行控制，控制角都是α。

在一个周期内6个晶闸管都要被触发一次，触发顺序依次为：

VT1→VT2→VT3→VT4→VT5→VT6,6个触发脉冲相位依次相差60°。

为了构成一个完整的电流回路，要求有两个晶闸管同时导通，其中一个在共阳极组，另外一个在共阴极组。

为此，晶闸管必须严格按编号轮流导通。

晶闸管VT1与VT4按A相，晶闸管VT3与VT6按B相，晶闸管VT5与VT2按C相，晶闸管VT1、VT3、VT5接成共阳极组，晶闸管VT2、VT4、VT6接成共阴极组。

在电路控制下，只有接在电路共阴极组中电位为最高又同时输入触发脉冲的晶闸管，以及接在电路共阳极组中电位最低而同时输入触发脉冲的晶闸管，同时导通时，才构成完整的整流电路。

由于电网电压与工作电压（U2）常常不一致，故在主电路前端需配置一个整流变压器，以得到与负载匹配的电压，同时把晶闸管装置和电网隔离，可起到降低或减少晶闸管变流装置对电网和其他用电设备的干扰。

考虑到控制角α增大，会使负载电流断续，并且负载为直流电动机时，由于电流断续和直流的脉动，会使晶闸管导通角θ减少，整流器等效内阻增大，电动机的机械特性变软，换向条件恶化，并且增加电动机的损耗，故在直流侧串接一个平波电抗器，以限制电流的波动分量，维持电流连续。

为了使元件免受在突发情况下超过其所承受的电压电流的侵害，电路中加入了过电压、过电流保护装置。

如图1

图1主电路结构型式

2.4闭环调速系统的组成

开环直流调速系统调节控制电压Uc就可改变电动机的转速。

如果负载的生产工艺对运行时的静差率要求不高，这样的开环调速系统都能实现一定范围内的无级调速，但是，对静差率有较高要求时，开环调速系统往往不能满足要求。

这时就要采用闭环调速系统。

采用PI调节的单个转速闭环直流调速系统可以保证系统稳定的前提下实现转速无静差。

但是，如果对系统的动态性能要求较高，单环系统就难以满足需要。

这是就要考虑采用转速、电流双环控制的直流调速系统。

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流。

二者之间实行嵌套（串联）联接。

把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。

从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。

这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器。

两个调节器的输出都是带限幅作用的，转速调节器ASR的输出限幅电压Uim*决定了电流给定电压的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子电换器的最大输出电压Udm。

位置、转速、电流三环直流调速系统如图2所示：

图2位置、转速、电流三环闭环直流调速系统

APR—位置调节器，ASR—转速调节器，ACR—电流调节器，TG—测速发电机，TA—电流互感器，UPE—电力电子变换器，Un*—转速给定电压，Un—转速反馈电压，Ui*—电流给定电压，Ui—电流反馈电压

在转速、电流双闭环的基础上，外边再设一个位置控制环，便形成三环控制的位置传动系统，如图3。

其中位置调节器APR就是位置环的校正装置，它的类型和参数决定了位置随动系统的系统误差和动态跟随性能，其输出限幅决定着电机的最高转速。

位置，转速，电流三个闭环都画出单位反馈，反馈系数或储存系数都已计入各调节器的比例系数中去。

图3三环直流调速系统电路原理图

第三章调速系统主电路元部件的确定及其参数计算

3.1整流变压器容量计算

3.1.1次级电压U2

为了保证负载能正常工作，当主电路的接线形式和负载要求的额定电压确定之后，晶闸管交流侧的电压U2只能在一个较小的范围内变化，为此必须精确计算整流变压器次级电压U2。

影响U2值的因素有：

①电网电压的波动

②整流元件（晶闸管）的正向压降

③直流回路的杂散电阻

④换相重叠角引起的电压损失

⑤整流变压器电阻的影响

考虑上述所有因素，次级相电压有效值的计算公式为：

Udmax—负载要求的整流电路输出的最大值；

UT—晶闸管正向压降，其数值为0.4—1.2V，通常取UT=1V；

n—主电路中电流回路晶闸管的个数；

A—理想情况下α=0时，整流输出电压Ud与变压器二次侧相电压Ud之比；

C—线路接线方式系数；

β—电网电压波动系数，通常取β=0.9；

αmin—最小控制角，通常不可逆取αmin=10º~20º；

Ush—变压器短路电压比，100Kv以下的取Ush=0.05；

I2/I2N—变压器二次侧实际工作电流额定电流之比；

已知Udmax=24V，取UT=1V、n=6，查表得A=2.34，取β=0.9,αmin=10º,Ush=0.05,I2/I2N=1,查表得C=0.5，代入上式得：

，应用式

，查表得A=2.34，取β=0.9，

，

，KI1=0.816，U2=12V，电压比

3.1.2一次和二次向电流I1和I2的计算

由式得I1=KI1Id，I2=KI2Id由表得KI1=0.816，KI2=0.816，考虑励磁电流和变压器的变比K，根据以上两式得：

3.1.3变压器的容量计算

3.2晶闸管的电流、电压额定计算

由整流输出电压Ud=UN=24V，进线线电压为12V，晶闸管承受的最大反向电压是变压器二次线电压的电压峰值，即：

，晶闸管承受的最大正向电压是线电压的一半，即：

UFM=1/2U2=18.12V。

考虑安全裕量，选择电压裕量为2倍关系，电流裕量为1.5倍关系，所以晶闸管的额定容量参数选择为：

UVTN=2×36.25V=72.5V

IVTN=1.5×78.01A=117.02A

3.3平波电抗器电感量计算

为了是模块在控制直流电机起动和调速时，能够更平稳。

扭矩更大，推荐使用滤波电抗器。

电抗器的选择方法按对电流脉动情况的要求根据下式估算出电感。

式中：

Kmd——系数，三相全控整流取Kmd=1.05；

S——电流最大允许脉动系数，取10%；

IZ——负载额定电流（A）；

U2——三相输入相电压；

LD——电动机电感，其值按下式计算：

式中：

KD——系数。

一般无补偿电机取8~12；快速无补偿电机取6~8；有补偿电机取5~6；

UE——电动机额定电压；

ρ——电动机磁极对数；

NE——电动机额定转速；

IE——电动机的额定电压。

本设计ρ=4，UE=24V，IE=5A，NE=1500r/min，取KD=10，则

3.4保护电路的设计计算

3.4.1过电压保护：

A、交流侧过电压的保护，如图4

图4RC过电压抑制电路图

采用RC过电压抑制电路如图4所示，在变压器次级并联RC电路，以吸收变压器铁心的磁场释放的能量，并把它转换为电容器的电场能而存储起来，串联电阻是为了在能量转换过程中可以消耗一部分能量并且抑制LC回路可能产生的震荡。

本设计采用三相全控桥整流电路，变压器的绕组为△—Y联结，阻容保护装置采用三角形接法，故可按下式计算阻容保护元件的参数

电容C的耐压

电阻R的功率为

式中ST——变压器每相平均计算容量（VA）

U2——变压器次级相电压有效值（V）

io%——励磁电流百分比，当ST≤几百伏安时io%=10，当ST≥1000伏安时io%=3~5

UK%——变压器的短路电压百分比

IC，UC——当R正常工作时电流电压的有效值（A，V）

对于本设计，UK%=5，io%=3，ST=145.41/3=48.47KVA

（1）电容器的计算

取900μF，

取100V。

选择C=900μF，耐压100V的金属化纸介电容。

（2）电阻值的计算

，取R=10

RC支路电流IC近似为

电阻R的功率为

B、直流侧的过电压保护

整流器直流侧开断时，如直流侧快速开关断开或桥臂快熔熔断等情况，也会在A、B之间产生过电压，如图5所示本设计用非线性元气件抑制过电压，在A、B之间接入的是压敏电阻，这是由氧化锌、氧化铋等烧结制成的非线性电阻元件，它具有正反向相同的很陡的伏安特性，击穿前漏电流为微安数量级，损耗很小，过电压时（击穿后）则能通过达数千

安的浪涌电流，所以抑制电流能力很强。

压敏电阻的额定电压U1mA的选取可按下式计算

Ud0为晶闸管控制角

=00时直流输出电压

对于本设计：

通常用于中小功率整流器操作过电压保护时，压敏电阻通流容量可选择（3~5）KA

C、晶闸管换相过电压保护

如图6，在晶闸管元件两端并联RC电路，起到晶闸管换相过电压的保护。

串联电阻R的作用一是阻尼LTC回路的震荡，二是限制晶闸管开通瞬间的损耗且可减小电流上升率di/dt。

R、C值可按经验数据选取，对于本设计晶闸管额定电流为220A，故C可取0.3

R可取20

。

3.4.2过电流保护

在电路中串接的器件是快速熔断器，这是一种最简单有效而应用最普遍的过电流保护元件，其断流时间一般小于10ms，按图四接法熔断器与每一个晶闸管元件相串联，可靠的保护每一个晶闸管元件。

熔断器的额定电压、电流可按下式计算

额定电压URN：

不小于线路正常工作电压的方均根值

额定电流：

—电流裕度系数，取

=1.1~1.5

—环境温度系数，取

=1~1.2

—实际流过快熔的电流有效值

对于本设计：

因U2=24V，取URN=55V；

，

，取

=120A。

因而可选取RS3型550V/120A的快熔。

如图7

图5图6图7

3.5驱动控制电路的选型设计

由于集成触发电路不仅成本低、体积小，而且还有调式容易、使用方便等优点，故本设计采用KJ041集成触发电路。

需用3个KJ004集成块和1个KJ041集成块，即可形成6路双脉冲形成器，它是三相全空桥式电路的触发器，它具有双脉冲形成和电子开关封锁等功能。

KJ041实用电路如图五所示，移相触发器输出脉冲加到该器件的1~6端，器件内的输入二极管完成“或”功能，形成补脉冲，该脉冲经放大后分6路输出。

当控制端7接逻辑“0”电平时，器件内的电子开关断开，各路输出触发脉冲。

采用KJ041集成触发电路的同步电压应滞后于主电路电压180度。

本设计主电路整流变压器采用D，y-11联结，同步变压器采用D，y-11，5联结。

这时，同步电压选取的结果见表2。

图8同步变压器和整流变压器的接法图9三相全控桥整流电路的集成触发电路

表2三相全控桥各晶闸管的同步电压

晶闸管

VT1

VT2

VT3

VT4

VT5

VT6

主电路电压

+ua

-uc

+ub

-ua

+uc

-ub

同步电压

+usb

-usa

+usc

-usb

+usa

-usc

第四章电动机调速电源方案

4.1V-M系统

静止式可控整流器（V-M）——用静止式的可控整流器，以获得可调的直流电压。

4.2PWM系统

直流斩波器或脉宽调制变换器（PWM-M）——用恒定直流电源或不控整流电源供电，利用电力电子开关器件斩波或进行脉宽调制，以产生可变的平均电压。

随着电力电子技术的发展，对于直流调速系统，我们一般选择静止式可控整流器或者直流斩波器或脉宽调制变换器构成直流调速系统用的可控直流电源。

一般认为PWM-M系统比V-M系统有相当优越性，表现在：

1）开关频率高，电流易连续，低频谐波少，电机损耗及发热都较小；

2）低速性能好，稳速精度高，调速范围宽；

3）系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；

4）流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。

但V-M系统控制电路简单，易于分析，造价较低，也经常被采用。

因此本课程设计采用V—M系统控制。

第五章双闭环系统调节器的动态设计

5.1电流调节器的设计

5.1.1时间常数的确定

系统电磁时间常数Tl：

由上可知LΣ=35.98mH，RΣ=0.5，

整流装置滞后时间常数TS：

按表3，三相桥式电路的平均失控时间为Ts=0.0017s。

表3各种整流电路的失控时间（f=50Hz）

整流电路形式

最大失控时间Tsmax/ms

平均失控时间Ts/ms

单相半波

20

10

单相桥式

10

5

三相半波

6.67

3.33

三相桥式

3.33

1.67

电流滤波时间Toi：

三相桥式电路每个波头的时间是3.33ms，为了基本滤平波头，应有（1-2）Toi=3.33s，因此取Toi=2ms=0.002s。

电流环小时间常数之和TΣ1：

按小时间常数近似处理，取TΣ1=Ts+Toi=0.0037s。

5.1.2电流调节器结构的选择

根据设计要求δi＜5%，并保证稳态电流无差，可按典型Ⅰ型系统设计电流调节器。

电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器，其传递函数为

，

—电流调节器的比例系数，τi—电流调节器的超前时间常数。

检查对电源电压的抗扰性能：

Tl/TΣi=0.142/0.0037=38.31，对照典型Ⅰ型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。

5.1.3电流调节器的参数计算

电流调节器超前时间常数τi=Tl=0.07s。

电流开环增益：

要求δi＜5%时，按表三应取KITΣi=0.5，因此KI=0.5/T∑i=0.5/0.0037=

135.1s-1。

取Ks=48，而电流反馈系数β=10V/1.5IN=10/（1.5×220）=0.03V/A，于是，ACR的比例系数为

表4典型Ⅰ型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系

参数关系KT

0.25

0.39

0.50

0.69

1.0

阻尼比ξ

1.0

0.8

0.707

0.6

0.5

超调量δ

0%

1.5%

4.3%

9.5%

16.3%

上升时间tr

∞

6.6T

4.7T

3.3T

2.4T

峰值时间tp

∞

8.3T

6.2T

4.7T

3.6T

相对稳定裕度γ

76.3°

69.9°

65.5°

59.2°

51.8°

截止频率ωc

0.243/T

0.367/T

0.455/T

0.596/T

0.786/T

5.1.4近似条件校验

电流环截止频率：

ωci=KI=135.1s-1。

晶闸管整流装置传递函数的近似条件:

1/（3Ts）=1/（3×0.0017）=196.1s-1＞ωci，满足近似条件。

忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件:

＜ωci，满足近似条件。

电流环小时间常数近似处理条件:

＞ωci，满足近似条件。

5.1.5电流调节器的实现

按所用运算放大器取R0=40kΩ，各电阻和电容值为

Ri=KiR0=1.642×40=65.68kΩ，取65kΩ；

Ci=τi/Ri=0.07/（65×103）≈1.08×10-6F=1.08μF，取1.1μF；

Coi=4Toi/R0=4×0.002/40000=0.2×10-6μF，取0.2μF。

按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为δi=4.3%＜5%（见表4），满足设计要求。

图10含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器

5.2转速调节器的设计

5.2.1时间常数的确定

电流环等效时间常数1/KI：

已取KIT∑i=0.5，则1/KI=2T∑i=2×0.0037=0.0074s。

转速滤波时间常数Ton：

根据所用测速发电机纹波情况，取Ton=0.01s。

转速环小时间常数T∑n：

按小时间近似处理,T∑n=1/KI+Ton=0.0074+0.01=0.0174s

5.2.2转速调节器结构的选择

按照设计要求，选用典型Ⅱ型系统的PI调节器，其传递函数为

。

5.2.3转速调节器的参数计算

按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为τn=hT∑n=5×0.0174

=0.087s，可求得转速环开环增益

，因为Ce=（UN-INRa）/nN=（440-220×0.088）/1000=0.234V•min/r，α=10V/nN=10/1800=0.006V•r/min，于是可得ASR的比例系数为

5.2.4近似条件校验

由式K=ω1ωc得转速环截止频率为

。

电流环传递函数简化条件

，满足简化条件。

转速环小时间常数近似处理条件

，满足近似条件。

5.2.5转速调节器的实现

取R0=40kΩ，则Rn=KnR0=3.36×40=134.48kΩ，取1400kΩ；

Cn=τn/Rn=0.087/（140×103）≈0.621×10-6F=0.621μF，取0.7μF；

Con=4Ton/R0=4×0.01/（40×103）=1×10-6=1μF，取1μF。

图11含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器

5.2.6校核转速超调量

当h=5时，由表四查得，δn=37.6%，不能满足设计要求。

实际上，由于表四是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。

表5典型Ⅱ型系统阶跃输入跟随性能指标（按Mmin准则确定参数关系）

h

3

4

5

6

7

8

9

10

δ

52.6%

43.6%

37.6%

33.2%

29.8%

27.2%

25.0%

23.3%

tr/T

2.40

2.65

2.85

3.00

3.10

3.20

3.30

3.35

ts/T

12.15

11.65

9.55

10.45

11.30

12.25

13.25

14.20

k

3

2

2

1

1

1

1

1

设理想空载起动时，负载系数z=0，已知λ=1.5，IN=220A，nN=1800r/min，Ce=0.234V•min/r，Tm=0.1s，T∑n=0.0174s。

当h=5时，由表五查得，ΔCmax/Cb=81.2%，而调速系统开环机械特性的额定稳态速降ΔnN=INR∑/Ce=220×0.12/0.234=94.01r/min，代入式

，

计算得：

σn=

能满足设计要求。

表6典型Ⅱ型系统动态抗扰性能指标与参数的关系

h

3

4

5

6

7

8

9

10

ΔCmax/Cb

72.2%

77.5%

81.2%

84.0%

86.3%

88.1%

89.6%

90.8%

tm/T

2.45

2.70

2.85

3.00

3.15

3.25

3.30

3.40

tv/T

13.60

10.45

8.80

12.95

16.85

19.80

22.80

25.85

附图（见下页）:

V-M双闭环不可逆直流调速系统电气原理总图

本电路采用三相全控桥整流电路，在直流侧串有平波电抗器，该电路能为电动机负载提供稳定可靠的电源，利用控制角的大小可有效的调节转速，并在直流交流侧安置了保护装置，保证各元器件能安全的工作，同时