财务知识小功率开关电源的经济效益提升方案最全版.docx
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财务知识小功率开关电源的经济效益提升方案最全版
(财务知识)小功率开关电源的经济效益提升方案
小功率开关电源的经济效益提升方案
(RCC电路的彻底解析)
在输出小于50W的小型开关电源系统中,目前在设计上有很多种,但RCC方式被运用的能够说是最多的。
RCC(即Ringingchokeconvertor)的简称,其名称已把基本动作都附在上面了。
此电路也叫做自激式反激转换器。
RCC电路不需要外部时钟的控制,由开关变压器和开关管就能够产生振荡的原因,使线路的结构非常的简单,这样就致使成本低廉。
所以能够用之中电路来做出地价格的电源供应器。
而市场上的小型电源供应器也是采用RCC来设计的。
RCC电路的主要优缺点如下:
1、电路结构简单,价格成本低。
2、自激式振荡,不需要设计辅助电源。
3、随着输出电压或电流的变化,启动后,频率周期变化很大。
4、转换的效率不高,不能做成大功率电源。
5、噪声主要集中在低频段。
RCC电路的基本工作过程
○基本为反激式变换器
图壹反激式电源的基本结构
图壹为反激式电源的基本结构,由壹个开关管和变压器组成,当开关管导通时,只在变压器储存能量,而在直流输出端没有功率的输出。
按照图壹,变压器的壹次侧线圈用Lp来表示,在开关管Tr1导通期间流过集电极电流Ic1,变压器的储能为:
P=1/2[Lp(Ic1)2]
其次,当Tr1截止时,变压器的各线圈不但有逆向电压发生,输出侧整流二极管也导通,变压器所存储的能量则移到输出侧。
也就是说Tr1在导通期间,变压器存储能量,在截止期间输出能量(电源)。
又从变压器的原理可知,壹次侧所流入的能量壹定等于二次侧直流所输出的能量。
所以可得到以下公式:
1/2Lp*Ic12*f=Vo*Io
上式中f为工作频率Vo为输出直流电压Io为输出电流。
○RCC的启动回路
图二为RCC方式的基本原理图,当加入输入电压Vin(电阻连接Tr1的基极),电流Ig流过RG,Tr1开始导通,此时Ig为启动电流。
开关管Tr1的集电极电流Ic波形如图三,壹般的,必须从0开始启动。
Ib变得越小越好。
图二:
RCC基本原理图
图三:
开关管集电极Ic波形图
Tr1壹旦进入导通状态,变压器P1绕组已经加上了Vin,因此P2绕组为按照各个的圈数比所形成的电压为:
Eb=(Nb/Np)Vin
这个电压更因在Tr1导通时,极性相同,因此Tr1在导通状态时能继续维持,此时基极电流Ib为:
Ib=[(Nb/Np)*Vin—(Vf+Vbe)]/Rb
像定电流般的继续流动。
其实,Tr1的集电极电流Ic=Vin*T/Lp,Ic随时间成比例增大。
在Ton期间,Tr1呈饱和状态,hfe≥(Ic/Ib)(hfe:
直流电流放大率。
)见图4所示。
图4:
集电极电流Ic1波形
○选择基极电阻Rb的重要性
前面的工作说明是在输出电压稳定后的初期状态。
此线路的开关管基极的驱动条件极为重要,例如:
输入电压Vin上升,则Ib也增加,Ic同时跟着增加,也就是说Tr1导通时间增长。
反之,若输入电压Vin下降,未达到必要的Ic,则Tr1不能导通,如此Tr1的直流电流放大率hfe也需要考虑,最低的输入电压由Ib流过的基极电阻Rb来决定。
如何决定P2线圈的匝数?
若开关管Tr1截止时,(如图5)开关管射极和基极间加上逆向电压,则使用的三极管的Veb(max)决不可超过以下条件:
Nb/Ns 图5: Tr1截止时波形 Rb有电流流过,变成像图6的方波。 图6: RCC的脉动波形 求Rb所损失的功率PRB 其中为开关管导通时间,T为开关振荡周期 在实际设计中,此PRB因为很大,不能被忽视,且是全体转换效率降低的最大因素。 ○定电压工作的结构 经过壹段时间后: 侧输出电压上升,此时图2的C2的端电压也依输出电压Vo的比例上升,也就是说,Tr1在截止期间,所积的能量就放出。 D3给C2的充电电流和IS同时流动,则P2线圈和S1线圈的电压和圈数比的关系如下: 其中VF3,VF4为D3,D4的正向电压,当VC变化时,VO也跟着变化。 VC的端电压上升,稳压二极管D1导通,则Tr1的基极电流下降,加速Tr1的截止。 以电压的关系来见,D1的电压VZ为 VZ=VC+VBE 所以VZ和的比取决于输出电压Vo。 总之,这个稳定电压的精度直接受输出电压精度的影响,即用温度系数良好,5~6V的稳压二极管。 只是变压器的各组线圈的电阻,使电压下降,或D1的工作电阻D3的正向电压VF的变化等因数的影响,实际上无法得到横高的精确度。 原来Tr1的逆偏压VEB也被涉及,实际上,也是由D1的其纳电压VZ来决定的。 ○启动时,集电极电流的控制 在定电压动作期间,VC的端电压很小,Tr1的基极电流未被限制,即集电极电流由IB和hFE来决定。 其实开关管的hFE在制作时,差值很大,环境温度也会有很大的变化,因此,若没有任何的限制时,集电极电流会大大的流失。 对线路本身,有很多的损害,为防止此原因,则增加Tr2,R1和RSC。 也就是说Tr1的发射极电流增大,Tr1的基极电流下降,Tr1的导通时间件短,使输出电压下降,进行稳定化作用。 总之,IE1的最大值不能超过RSC所决定的值。 图8为此说明图例 图7基本的电流检测控制电流图8设计实例 RCC振荡常数(频率)的解析 在这里,必须要了解RCC工作的振荡频率和占空比。 ○占空比D: 如图9,依次绕线数NP的流出电流为 t=tON的最大值i1P而得到 二次回路的电流最大值i1P,依变压器的基本原理: 图9: RCC电路的电流波形 二次电流因i2P随率衰减,则瞬间值为i2 RCC方式的初期条件,当t=tOFF时,i2=0 以i1P式中的tON代入而求得tOFF: 所之上式成立 下面求占空比D: 此时e1=VIN-VCE(sat),e2=VO+VF代入上式 成为较实用的公式 ○如何求振荡频率f: 由于壹次侧和二次侧的电量相等的条件, 1/2L1*I1P*f=IO*e2 依此求得 由此演变,可求得振荡频率f, 由之上俩个结论公式,RCC方式的工作就应该很明了了。 ⑴占空比D和输入的电压成反比,VIN增大,D变小,也就是说 tON变短 tOFF不会变 ⑵占空比不受负荷电流的影响。 ⑶占空比随变压器壹次侧电感量LP变大而增加,二次侧电感量LS的增大而减小。 ⑷振荡频率f随输入电压VIN上升而上升,和负载电流成反比例而下降。 ⑸振荡频率f随LP,LS成反比下降。 之上结果和实际结果非常壹致。 变压器的设计 ○求壹次线圈NP匝数 变压器的设计方式,最先求壹次线圈的圈数(匝数T) 依RCC的设计方式,图10为铁心(磁体CORE)的B-H曲线,±Bm之点为饱和点,此点的磁通密度称为饱和磁通密度。 图10磁B-H曲线图11B-H曲线的温度特性图12Il的电流波形 壹次绕组的求解公式如下: tON: 最大值为T/2VIN: P1线圈的电压 B: 磁体的磁通密度A: 磁体的有效截面积 若磁体的材质为ferrite磁体,如图11,温度的变化,使最大的磁束磁通密度Bm产生变化,也就是说,依实际的工作条件的Bm特性求得,在100℃的Bm为3500~4000(Gauss高斯),范围很小,大约用20~30%的值,去估计使用。 若在过流状态下,tON会很大,磁体仍在此范围内,此过度状态是因磁体未达到饱和的缘故。 ○电感值的计算: 当输入电压VIN最小的占空比用1/2法去设计时,Il像(图12般)的碎波,输出功率为PO,功率转换效率为η,壹次侧电流的平均值为Il(ave),最大值为Ilp, 壹次绕组的电感LP为 ○其它线圈的计算 二次电流的峰值(peak)I2P,对于输出电流IO的关系如下: 二次绕组的电感量LS为: 如果这里tON=tOFF=2/T的条件,则2次绕组的圈数为: 下式中VF为二次整流二极管的正向压降,其中VS=VO+VF 求解得 开关管基极驱动绕组NP2的计算: 因Tr1的VEB条件: 之上各绕组匝数已经决定,输出侧因线路电压降(linedrop)的发生,实际的圈数有必要比之上值稍多. 因实际磁导率的关系,必须加入气隙(Gap) RCC方式的变压器,在求壹次侧匝数时,磁通密度为必要的条件,即之上的计算方式,较电感的实际值,通常要大壹些.在固定的输出功率下,振荡频率f太低的结果,会导致磁饱和.因此,当磁体的实际导磁下降时,电感值非减到必要值不可,用实际的EE、EI磁体,则像图13壹样,插入气隙(Gap). 图13气隙的描述 气隙的求法如下: 这里要求的Lg为磁回路内合计的气隙的厚度,故中心孔(centerHole)和外部俩地方,同时把距离(space)插入,也就是说气隙纸的厚度为Lg/2. 气隙纸的材质,只要是绝缘的物质就能够,这种纸,因温度的关系,厚度会改变,通常壹Mylar纸或bakelite板来使用。 (垫纸在低频时有可能出现噪声,稳定性也不是很理想。 采用磨的方法比较好,可是磨的话在变压器工艺上会比垫纸困难。 ) 变压器绕线结构 变压器会因为线圈的绕线方式而在特性上有很大的差别,特别是壹次绕组NP1和二次绕组NP2间的结合度,非注意不可。 结合度是壹次绕组所发生的磁束,比起2次侧线圈来诱导时,没有被诱导的部分称为磁漏(leakageflux)(这句就是我们所说的漏感,即由于初、次级间,匝和匝之间,磁通不能完全偶合而出现的漏感。 ) 要使结合度上升,对于绕组的结构,有下列俩点必须注意。 ⑴各绕组要绕满 圈数若少的话,只绕壹半时,可将每圈都把间隔加大,或把线径减小,2~3条线壹起绕也有效,如图14。 图14图15 ⑵如图15,三明治的多层分割绕法。 绕组的顺序为: 最初从壹次绕组NP1绕起,其次是2次绕组NS,普通最后由基本绕组完成。 在此,则由壹次绕组NP1再绕壹次,和底层的NP1且列,再接在壹起。 其他绕组: 用NP1和NP、夹着之故,壹次绕组及其他绕组间的结合度就回提高。 漏感电感的影响 变压器要完全100%偶合是不可能的,尤其是RCC方式,因设有很大的气隙,漏感必然增加。 如图16所示,T型等效回路的Le1,Le2的漏感就产生了。 图16 当壹次和2次电流流动时,能量就开始积蓄,若其他的绕组未偶合的话,壹次侧的能量就无法完全转移到2次侧,则变压器在Tr1截止的瞬间会发生很大的逆电压,和Tr1的集电极电压叠加在壹起。 抑制逆电压的吸收(snabber)电路 图17 图17中,在NP1绕组俩端,加入由二极管,电容构成的电路。 漏感电感Le1积蓄的能量为P1,振荡频率为f, Tr1在截止时发生的逆电压为puese,若在电容的直流电流,就被R抵消掉。 P1由上式公式来决定,电阻值增加,则电压就会生高。 电阻值低,电压就会下降。 但VC和2次绕组NS和输出电压VO有关。 反激电压Vf, 这样低的电阻值就会将损耗增大。 变压器的漏感或因输出功率所引起的积蓄能量而起变化,所以这里的电阻约为10-50K最合适。 滤波电容的决定方法 ○纹波(ripple)电流为主要参数 RCC方式,设计时的重点在输出侧,滤波电容的纹波电流,2次侧在开关管截止期间流通,因电流波是三角波,因此纹波电流的实际值显的更大。 当电解电容因纹波电流的流通,由于内电阻而产生损耗,因此内部温度上升,此为电容寿命缩短的原因。 电解电容在最高温度使用时,顶多能保证2000小时的寿命,当温度上升10℃,则寿命将减半。 受周围发热物的热度影响的同时,纹波电流本身发热的抑制工作非常重要。 因此纹波电流的最大值必须加以规定。 高频用电容,因内电阻很低,所以case,sige比较大 表1图18 表1为电容器的纹波电流和case,sige的比较。 ○纹波电流的大小 纹波电流的波形如图18,用直流bias得到的波形,也就是说: 壹个周期分成了3段期间,求实际值之后再合且计算。 有关其时间的推导如下: 第壹期间,电流的瞬时值i1为: 从之上条件,第壹期间的纹波电流Ir1,而求得以下公式。 其中 第二期,同第壹期同样计算: (i2=i1) 第三期(i3=IO) 三期的值的合且计算: 虽然计算过程繁杂,但且不难,最后若能把公式记起来,在实际设计上就足够了. 又tON=tOFF,占空比为0.5的条件,IP=4IO之故,若记得Ir=1.3IO的话,简单的电容的纹波就能够求得. 若在实际设计时,最好选比此值之上的容许纹波电流的电容,因壹只电容不够时,可多接几个。 反馈时的定电压控制 实际上,广被应用的RCC方式的开关电源变换器直接监视输出电压,开关转换的频率或导通期间使定电压能控制在图形之内。 若不如此,光靠基本电路则电压的精确度就不好,造成很多电路不能动作。 稳压器(shuntregulator)的控制回路由可调稳压调整(programableshuntregulator)和光电偶合器(photocoupler)构成,例如TL431是3断的可调稳压调整器。 如图19,内部有壹个QP-AMP和基准电压Vref。 图19图20 基准电压Vref≥2.7V之故,REF的端子电压变成Vref时,就产生电压工作。 如图20所示,导出输出电压Vo为: 因此 实际在零件的容量也考虑时,插入可边电阻,就能够设定细微的电压,当输出电压Vo上升时,不但TL431的cathode电极(K)的电压低下,流国photocouplerPC1的发光二极管的电流就增大,如此,对应photocoupler的光敏三极管的Ic电流也增加,也会流过大量的集电极电流,因此截止开关管的Tr1的基极电流,Tr1的电流被分散,也就是Ib1就减小了。 若Tr1的基极电流减少,则小集电极电流无法流过去,极短的导通时间后就变为截止。 因此,要流入变压器的电流就减少,致使输出电压的降低。 光电偶合(photocoupler)的特性 Photocoupler就是使电压变化而来的信号,用线性(linear)方式传导,经过壹段时间的变化,故意让电流传导特性劣化,直接和发光二极管连接的电阻非十分低不可。 如图21表示,photocoupler的传导特性。 图21 对handing的考虑 对于因电压节制的返回系统来说,photocoupler的慢性回应(Trr)也包含在内,而发生相位延迟,定电压节制本体也是负返回节制,因为有180度的相位,更因重复有180度的相位延迟,使相位转回360度,使它振荡起来。 开关调整器称它为handing,绝对要抑制症状。 Handing是因为频率的相位延迟180度之故,在对策上如图22所示,能够施以用误差放大器TL431来做正相位补偿,其方法能够数KHZ之上的多余物不产生。 在此OPAMP的交流回归工作,在coathode和REF端子间加上和CR连接的东西,C为0.047~0.22uF,R为470Ω~10KΩ的范围当成基准。 对于间歇间的振荡也要注意,若输出电流减少时,类似handing的间歇性振荡也会发生,如图23所示,在壹段期间不但switching接着的壹段时间则swithing完全停止的症状,照片2则是实际的波形例子。 图22图23照片2 这是因为switchingtransistor(开关管)的基极的驱动电流过大,使linear无法控制而发生,所以不使电流过多流失,像图24,在输出直接加入电阻,如它像平常壹样的流动电流,这个电阻称为breeder电阻。 (此值壹般取满载的0.02左右电流做为计算) 图24 过流保护 要保护哪里的电流呢? 因为输出短路或过负载的异常现象,为防止电源内部零件的破损,不得不设置过电流保护。 在RCC方式时,目的在防止启动电流过大,壹次绕组必须设计电流控制回路,像这种利用来过过流保护是很平常的。 不过输出电流和壹次绕组的switching电流完全没有比例的关系,基本线路的电流控制特性为可保护瞬间的短路。 短路电流是非常大的,除此之外,输出电压变化时,像图25般的工作也会产生。 当输入电压上升,则switching的频率就提高,对同样的输出功率,因很小的壹次电流要使Reak值达到,电流控制的工作点就提高,而成为shift。 图25图26 过电流保护特性的改善 这些问题的解决方法如图26的电路,过电流的检出可利用switchingtransistor的emitter电阻的压降,这里的波形因为是三角波,控制transistor的base接着0.1uF的电容。 从base线圈开始稳压二极管DZ和R,再经过C和R,按输入电压的比例的电流,去控制三极管Tr2的基极电流大小。 当输入电压上升时,这个电流增加,使Tr2的基极产生正向偏压,而有小的switching电流,Tr2的驱动电流就被分散,极短的导通时间,三极管就被转换为截止状态,如照片3。 照片3 当过电流工作时,和输入电压同时,因基极线圈的逆电压也下降,控制Tr2的基极偏压也就变得很小,促使Tr2流动方向工作起来,这样的动作,就能够防止输出短路电流流量过大。 这个线路的计算非常繁杂,可参考图上的常数。 多组输出电源的实用设计实例 在此按输入输出规格,用实际的数值去计算,来试见线路的饿设计。 要求如下: 输入电压: 85~110V 输出电压: +5V5A+12V1A-12V0.3A 基本线路的参数(parameter)的计算 线路图如下: 输入整流的最小电压为: 这样来见,在输入为100V时,工作频率应该在20kHZ 占空为0.5来设计 计算输出功率: 假设效率为70%来计算,壹次侧输入功率为: 所以,输入的平均电流I1为: 又因为占空为0.5,相关的开关电流的最大值I1P为I1的4倍得: 计算变压器: 按之上条件,来计算变压器的壹次绕组NP1和电感LP1, 因为功率在58W,所以选择EI40变压器,查参数表Bm为4800(GAUSS),余量可充分见到磁通密度 △B=2700(GAUSS),Ae=1.48cm2 LP1为 计算气隙: 磁芯磨0.33mm每边。 变压器2次侧的计算: 2次侧的圈数 +5V的圈数N5,当toff期间的电流为,I5P为: 电感值为: 圈数为: 求+12V圈数(和5V的比例来求) 输出电压实测在13V,这是因为+5V线路来比较,12V因此=11T左右就能够得到12V。 其次,-12V输出上有3端稳压,整流电压需要18V。 见余数应该在18T。 最后计算基本线圈NP2,以最低输入约6V的正向电流来计算。 下图为变压器的常数。 图28 回路常数的计算: 之上变压器参数的计算已经完毕,基本电阻RB的求得为: (即使在最低输入电压时,也有基本电流余量能够供应)设IB(min)=0.5A时 因此RB取6.8Ω,VRS为电流检测电阻0.47Ω的压降。 输出侧整流滤波电容纹波电流,以简易的1.3倍输出电流则求得: Ir5=1.3*IO=6.5A Ir5=1.3*IO=1.3A Ir5=1.3*IO=0.39A 在大电流输出的时候,采用多个电容且联输出。 在制造时的特性: 之上设计以图27的线路为参考,且测定而成基础 照片4为图29的特性。 输出若为复数的回路时,且非能得到理想的波形,像图形d,+5V输出的电流波形被损坏,又开关三极管的特性为t=0.3us程度时,集电极损失约2.5W,全体的功率变换效率η,输入为57.5W时 以此方法得到的数值,想必是很好的结果。 之上为照片4 图29图30 输出电压的定电压精度,且没有表示+5V电路完全变动,因为+12V没有完全反馈控制,使输出电流的小部分有少许不好,这种问题产生时,如图30,能够用2线检测的方法来补偿交叉调整性。 可是+5V的电压精度的变化是必须去了解的。 输出纹波在15mV时,在实际应用上应该为障碍,由照片g能够观测出speaknoise,若将消除commonmodenoise的电容接在金属外壳后,该有壹半的Noise可被消除。
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