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开关电源电路设计汇总
第7章开关电源电路设计
7-1正激式开关电源的设计
7.1.1技术指标
技术指标见表7-1所示。
表7-1正激式开关电源技术指标
项目
参数
输入电压
单相交流100V
输入电压变动范围
85Vac~132Vac
输入频率
50Hz/60Hz
输出电压
UO=5V
输出电压变动范围
4.5V~5.5V
输出电流
IO=20A
7.1.2工作频率的确定
工作频率对电源体积以及特性影响很大,必须很好选择。
工作频率高时,变压器和输出滤波器可小型化,过渡响应速度快。
但主开关元件的热损耗增大、噪声大,而且集成控制器、主开关元件、输出二极管、输出电容及变压器的磁芯、还有电路设计等受到限制。
另外,还要注意变压器绕组的匝数。
因此,这里基本工作频率选200kHz,则
=5μs
式中,为周期,为基本工作频率。
7.1.3最大导通时间的确定
对于正向激励开关电源,选为40%~45%较为适宜。
最大导通时间为
=(7-1)
是设计电路时的一个重要参数,它对主开关元件的、输出二极管的耐压与输出保持时间、变压器以及和输出滤波器的大小、转换效率等都有很大影响。
此处,选=42%。
由式(7-1),则有
=5μs0.42=2.1μs
正向激励开关电源的主回路结构如图7-1所示。
图7-1正向激励开关电源的主回路结构
7.1.4变压器次级输出电压的计算
如图7-2所示,次级电压与电压++的关系可以这样理解:
脉冲电压与包围的矩形“等积变形”为整个周期的矩形,则矩形的“纵向的高”就是电压平均值++,即
(7-2)
式中,是包含输出扼流圈的次级绕组接线压降,是输出二极管的导通压降。
由此可见,图7-2所示A面积等于B面积,C是公共面积,因此,加在负载上的电压更小。
图7-2“等积变形”示意图
根据式(7-2),次级最低输出电压为
=(7-3)
若上式中,=0.2V,=0.5V(假设采用肖特基二极管),于是
≈14.8V
7.1.5变压器次级输出电压的计算
直流电压的最小值采用由输入回路计算的电压值。
此例中,根据交流输入电压的变动范围85V~132V,取整流系数1.17,则=100V~155V,=100V,则有
=6.76(7-4)
7.1.6变压器次级输出电压的计算
变压器初级绕组的匝数与最大工作磁通密度(高斯)之间的关系为
=(7-5)
式中,为磁芯的有效截面积(mm2)。
输出功率与磁芯的尺寸之间关系,见表2-3所示。
根据表2-3粗略计算变压器有关参数,磁芯选EI-28。
它的有效截面积=85mm2,磁芯材料相当于TDK的H7C4,最大工作磁通密度可由图7-3查出。
图7-3H7C4材料磁芯的B-H特性
实际使用时,磁芯温度约为100℃,需要确保为线性范围,因此在3000高斯以下,但正向激励开关电源是单向励磁,设计时需要减小剩磁。
剩磁随磁芯温度以及工作频率而改变。
此处,工作频率为200kHz,则剩磁约减为1000高斯,即在为1000高斯~3000高斯之间。
变压器次级有与式(7-5)一样类似的表达式,故次级匝数为
=≈1.83匝(7-6)
取整数2匝。
则变压器初级匝数为
==26.76=13.5匝
取整数14匝。
当变压器绕组匝数=14匝,=2匝时,则匝比=7。
由式(7-4)计算变压器次级电压达不到要求,需要重新确定。
根据式(7-3),得
=≈2.09μs(7-7)
根据式(7-1),得
===41.8%
开始假定为42%,但重新计算结果为41.8%,因此在40%~45%所要求的范围内,以下采用41.8%,即=2.09μs进行计算。
7.1.7变压器次级输出电压的计算
1.计算扼流圈的电感量
流经输出扼流圈的电流如图7-4所示,则为
=(7-8)
式中,为输出扼流圈的电感(μH)。
图7-4扼流圈中的电流波形
这里选为输出电流(=20A)的10%~30%,从扼流圈的外形尺寸、成本、过程响应等方面考虑,此值比较适宜。
因此,按为的20%进行计算。
=0.2=200.2=4A
由式(7-8),求得
=≈4.6μH
如此,采用电感量为4.6μH,流过平均电流为20A的扼流圈。
若把变压器次级绕组的输出电压与电流波形合并在一起,如图7-5所示。
在期间,为幅度14.8V的正脉冲,VD1导通,扼流圈电流线性上升,电感励磁,磁通量增大;在期间,为零,VD2导通,扼流圈电流线性下降,电感消磁,磁通量减小。
输出给负载的平均电流为20A。
稳态时,扼流圈的磁通增大量等于减小量。
图7-5次级输出电压与电流波形
2.计算输出电容的电容量
输出电容大小主要由输出纹波电压抑制为几mV而确定。
输出纹波电压由以及输出电容的等效串联电阻ESR确定,但输出纹波一般为输出电压的0.3%~0.5%。
===15~25mV(7-9)
又
=ESR(7-10)
由式(7-10),求得
ESR===3.75~6.25mΩ
即工作频率为200kHz时,需要选用ESR值6.25mΩ以下的电容。
适用于高频可查电容技术资料,例如,用8200μF/10V的电容,其ESR值为31mΩ,可选6个这样的电容并联。
另外,需要注意低温时ESR值变大。
流经电容的纹波电流为
==≈1.16A(7-11)
因此,每一个电容的纹波电流约为0.2A,因为这里有6个电容并联。
此外,选用电容时还要考虑到负载的变化、电流变化范围、电流上升下降时间、输出扼流圈的电感量,使电压稳定的环路的增益等,它们可能使电容特性改变。
7.1.8恢复电路设计
1.计算恢复绕组的匝数
恢复电路如图7-6所示。
VT1导通期间变压器T1的磁通增大,T1蓄积能量;VT1截止期间释放蓄积的能量,磁通返回到剩磁。
图7-6恢复电路(VT1截止时)
图7-6(a)的电路中T1上绕有恢复绕组,因此VT1截止期间,原来蓄积在变压器中的能量通过VD4反馈到输入侧(暂存)。
由于VT1截止期间恢复用绕组两端的自感电压限制为输入电压的数值,惟其如此,VD4才能导通把磁场能转化为电场能反馈到输入侧。
因此,这时变压器初级绕组感应电压为
=(7-12)
的极性为上负下正。
若主开关元件的耐压为500V,使用率为80%,即400V。
400-155=245V
由式(7-12),求得
=≈8.9匝
取整数9匝。
2.计算RCD恢复电路的电阻与电容
VT1导通期间储存在T1中的能量为
=(7-13)
式中,为初级绕组的电感量。
VT1截止期间,变压器初级感应电压使VD3导通,磁场能转化为电场能,在上以热量形式消耗掉。
中消耗的热量为
=(7-14)
式中,为初级感应电压。
因为=,联立式(7-13)、(7-14),整理得
=(7-15)
因为输入电压最高时,开关管导通时间最短,把上式中的换成,换成,那么,加在VT1上的电压峰值为
=+=(7-16)
由此,求得阻值为
=(7-17)
当输入电压时,为
==2.09≈1.35μs
式(7-17)中有初级绕组的电感量是未知数,下面求解。
Al-Value值由磁芯的产品目录提供。
EI-28,H7C4的A1-Value值为5950,则
A1-Value=(7-18)
由式(7-18),求得为
=5950=5950≈1.16mH
因此,由式(7-17),求得为
=≈16kΩ
时间常数比周期要大的多,一般取10倍左右,则
=10=10≈3.13F
3.计算主绕组感应电压
把=155,=1.35μs代入式(7-15),得
=≈245V
7.1.9MOSFET的选用
1.MOSFET的电压峰值
根据式(7-17),计算VT1上的电压峰值为
=155≈400V
实际上,MOSFET的漏-源极之间的还叠加有几十伏的浪涌电压,波形如图7-7所示。
图7-7加在主开关元件上的电压波形图7-8主开关元件上的电压与电流波形
1.MOSFET的电流及功耗
根据变压器安匝相等原理,MOSFET的漏极电流平均值为
==20≈2.86A
则
=0.9=2.860.9≈2.57A=1.1=2.861.1≈3.14A
、分别是开关管导通前沿与导通后沿峰值电流。
VT1的电压和电流波形如图7-8所示,VT1的总功耗为
=
(7-19)
式中,是MOSFET导通电压,一般为在2V以下。
采用功率MOSFET计算功耗时应注意:
(1)PN结温度越高,导通电阻越大,超过100℃时,一般为产品手册中给出值的1.5~2倍。
(2)功率MOSFET功耗中,由于占的比例比较高,必要时加宽进行计算。
即在时,采用条件,或者时,采用条件进行计算。
另外,在期间,由于功率MOSFET的漏极电流极小,其功耗可忽略不计。
因为=2.09μs,采用MOSFET产品手册中给出的上升时间,采用下降时间。
取=0.05μs,=0.12μs,则
=2.09-0.05-0.12=1.92μs
由式(7-19),求得为
=≈7.3W
结温控制在120℃,环境温度最高为50℃时,需要的散热器的热阻为
==≈8.59℃/W
(7-20)
由此,需要8.59℃/W的散热器,这时,由冷却方式是采用自然风冷还是风扇强迫风冷来决定散热器的大小。
散热器大小与温升一例如图7-9所示。
图7-9功耗与温升的关系
7.1.10恢复二极管的选用
恢复二极管选用高压快速二极管,特别注意反向恢复时间要短。
1.VD3的反向耐压
在期间VD3反偏,正极相当于接地,加在VD3上的反向电压等于电源电压。
当输入电压最大时,VD3反偏电压=155V。
2.VD4的反向耐压
在期间VD4反偏,加在VD4上的反向电压为电源电压与恢复绕组感应电压的叠加,当输入电压最高时,VD4反偏电压为
==155≈254.6V(7-21)
7.1.11输出二极管的选用
输出二极管选用低压大电流SBD,特别注意反向恢复时间要短。
这是因为MOSFET通断时,由于二极管反向电流影响初级侧的开关特性,功耗增大的缘故。
1.整流二极管的反向耐压
在期间,由于输出滤波电感反激,续流二极管VD2导通,主绕组感应电压=245V;次级电压加在整流二极管VD1的两端,因此,VD1的反向电压为
==245=35V(7-22)
实际上,开关管截止时有几十伏的浪涌电压叠加在这电压上。
2.续流二极管的反向耐压
在期间VD1导通,加在续流二极管VD2上的反向电压与变压器次级绕组电压的最大值相同,即
==155≈22.1V(7-23)
实际上,开关管导通时有几V浪涌电压叠加在这电压上。
加在VD1、VD2导通上的电压波形如图7-10所示。
(a)整流二极管VD1两端的电压波形(b)续流二极管VD1两端的电压波形
图7-10输出二极管电压波形
整流二极管VD1的功耗为
=(7-24)
续流二极管VD2的功耗为
=(7-25)
式中,为反向电流,为反向恢复时间,均采用产品手册上给出的数值。
有功耗时,输出二极管的电压和电流波形如图7-11所示。
(a)整流二极管VD1两端的电压波形(b)续流二极管VD1两端的电压波形
图7-11负载时输出二极管电压波形
3.恢复二极管的反向耐压
当开关管导通时,恢复二极管VD3截止,加在其两端的反向电压为
==155≈288V(7-26)
该电压是输出最高电源电压与恢复绕组感应电压之和。
7.1.12吸收电路参数的设计
为降低主开关元件与输出二极管两端产生的浪涌电压,需要设置浪涌电压吸收电路。
如果吸收电路中电容量大,则浪涌电压就小,但功耗也大。
因此,需要选用最佳电容和电阻。
另外,阻容电路接入时要尽量靠近主开关元件与输出二
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