单端反激变压器设计总结姚立巍.docx

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单端反激变压器设计总结姚立巍

单端反激变压器设计总结-姚立巍

1：

设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的直流流输入电压，对应于最大的输出功率,下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A的电源，开关频率是100KHZ。

2：

选定原边感应电压VOR

这个值是由自己来设定的，决定这个值就决定了电源的占空比。

当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而是线性的上升，有公式上升了的电流：

I升=VS*Ton/L

这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的电流：

Ｉ降=VOR*TOFF/L

这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管关断时间和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以，有：

VS*TON/L=VOR*TOFF/L

即上升了的电流等于下降了的电流，上式中可以用Ｄ来代替TON，用（１－Ｄ）来代替TOFF。

移项可得：

D=VOR/（VOR+VS）

此即是最大占空比了。

比如说我设计的这个变压器，我设定感应电压为VOR=80V（注明：

开关管关段瞬间管子的耐压为VOR+VS），VS为85V，则D=80/（80+85）=0.48。

知道D后，可以求出开关管关段瞬间管子的耐压，

D=VOR/（VOR+VS）

0.48=VOR/（VOR+VS）

0.48=VOR/（VOR+265）

127+0.48VOR=VOR

VOR=244V

MOSFET耐压为VOR+VS=244V+265V=509V

第二步,确定原边电流波形的参数

原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示。

这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值

二是有效值I,三是其峰值IP,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值：

=PO/（η*VS）

因为输出功率除以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压就是输入电流，这个就是平均值电流。

下一步求电流峰值。

为了求电流峰值我们还要设定一个参数，这个参数就是KRP，所谓KRP，就是指最大脉动电流△IM和峰值电流IP的比值（图二所示），KRP的取值范围在0和1之间。

这个值很重要。

已知了KRP，现在要解方程了，都会解方程吧，这是初一的应用题啊，我来解一下，已知这个波形一个周期的面积S=

*1，这个波形的面积S等于：

S=IM*KRP*D/2+IM*（1-KRP）*D，

所以有电流平均值等于上式，解出来峰值电流：

IM=

/[（1-0.5KRP）*D]。

比如说我这个输出是10W，设定效率是0.8，则输入的平均电流就是:

=10/0.8*90=0.138A,

我设定KRP的值是0.6，而最大值：

IM=0.138/（1-0.5KRP）.D=0.138/（1-0.5*0.6）*0.47=0.419A.

下面球电流的有效值I,电流有效值和平均值是不一样的,有效值的定义还记得吗,就是说把这个电流加在一个电阻上,若是其发热和另处一个直流电流加在这个电阻上发热效果一样的话,那么这个电流的有效值就等于这个直流的电流值.所以这个电流的有效值不等于其平均值,一般比其平均值要大.而且同样的平均值,可以对应很多个有效值,若是把KRP的值选得越大,有效值就会越大,有效值还和占空比D也有关系,总之.它这个电流波形的形状是息息相关的.我就直接给出有效值的电流公式,这个公式要用积分才能推得出来,我就不推了,只要大家区分开来有效值和平均值就可以了.

I=IP

如图一所示电路,电流有效值：

I=0.419

=0.20A.

所以对应于相同的功率,也就是有相同的输入电流时,其有效值和这些参数是有关的,适当的调整参数,使有效值最小,发热也就最小,损耗小.这便优化了设计.

第三步,选定变压器磁芯

这个就是凭经验了,如果你不会选,就估一个,计算就行了,若是不行,可以再换一个大一点的或是小一点的,不过有的资料上有如何根据功率去选磁芯的公式或是区线图,大家不妨也可以参考一下.我一般是凭经验来的.

第四步,计算变压器的原边匝数

原边使用的线径.计算原边匝数的时候,要选定一个磁芯的振幅B,即这个磁芯的磁感应强度的变化区间,因为加上方波电压后,这个磁感应强度是变化的,正是因为变化,所以其才有了变压的作用,

NP=VS*TON/SJ*B

这几个参数分别是原边匝数,,最小输入电压,导通时间,磁芯的横截面积和磁芯振幅,一般取B的值是0.1到0.2之间,取得越小,变压器的铁损就越小,但相应变压器的体积会大些.这个公式来源于法拉第电磁感应定律,这个定律是说,在一个铁心中,当磁通变化的时候,其会产生一个感应电压,这个感应电压=磁通的变化量/时间T再乘以匝数比,把磁通变化量换成磁感应强度的变化量乘以其面积就可以推出上式来,简单吧.我的这个NP=90*4.7μS/32mm2*0.15==88.15,取整数为88匝。

算了匝数,再确定线径。

一般来说电流越大,导线越容易发热,所需要的导线就越粗,,需要的线径由电流有效值来确定,而不是平均值.上面已经计算了有效值,所以就来选线。

我用0.25的线就可以了,用0.25的线,其面积是0.049平方毫米,电流是0.2安,所以其电流密度是4.08。

一般选定电流密度是4~10A/mm2.记住这一点很重要.另外，因为高频电流有趋效应，若是电流很大,最好采用两股或是两股以上的线并绕,这样效果更好.

第五步,确定次级绕组的参数圈数和线径

记得原边感应电压吧,这就是一个放电电压,原边就是以这个电压放电给副边的,看上边的图,因为副边输出电压为5V,加上肖特基管的压降,就有5.6V,原边以80V的电压放电,副边以5.6V的电压放电,那么匝数是多少呢,当然其遵守变压器匝数和电压成正比的规律啦.所以副边匝数:

NS=NP*（UO+UF）/VOR,

其中UF为肖特基管压降.如我这个副边匝数等于88*5.6/80,得6.16,整取6匝.

要算副边的线径,首先要算出副边的有效值电流啦,副边电流的波形会画吗,我画给大家看一下吧,有突起的时间是1-D,没有突起的是D,刚好和原边相反,但其KRP的值和原边相同的，这下知道了这个波形的有效值是怎么算的了吧？

哦,再提醒一句,这个峰值电流就是原边峰值电流乘以其匝数比,要比原边峰值电流大数倍哦.

第六，步确定反馈绕组的参数

反馈是反激的电压,其电压是取自输出级的,所以反馈电压是稳定的,TOP的电源电压是5.7到9V,绕上7匝,那么其电压大概是6V多,这就可以了,记得,反馈电压是反激的,其匝数比要和幅边对应,懂什么意思吗,至于线,因为流过其的电流很小,所以就用绕原边的线绕就可以了,无严格的要求.

第七步,确定电感量

记得原边的电流上升公式吗I升=VS*TON/L.因为你已经从上面画出了原边电流的波形,这个I升=IM*KRP,所以:

L=VS.TON/（IM*KRP）

知道了吗,从此就确定了原边电感的值.

第八步,验证设计

即验证一下最大磁感应强度是不是超过了磁芯的允许值,有BMAX=L*IP/SJ*NP.

这个五个参数分别表示磁通最大值,原边电感量,峰值电流,磁芯横截面积，原边匝数,这个公式是从电感量L的概念公式推过来的,因为L=磁链/流过电感线圈的电流,磁链等于磁通乘以其匝数,而磁通就是磁感应强度乘以其截面积,分别代入到上面,即当原边线圈流过峰值电流时,此时磁芯达到最大磁感应强度,这个磁感应强度就用以上公式计算.BMAX的值一般一要超过0.3T,若是好的磁芯,可以大一些,若是超过了这个值,就可以增加原边匝数,或是换大的磁芯来调.

总结一下:

设计高频变压器,有几个参数要自己设定,这几个参数就决定了开关电源的工作方式,第一是要设定最大占空比D,这个占空比是由你自己设定的感应电压VOR来确定的,再就是设定原边电流的波形,确定KRP的值,设计变压器时,还要设定其磁芯振幅B,这又是一个设定,所有这些设定,就让这个开关电源工作在你设定的方式之下了.要不断的调整,工作在一个对你来说最好的状态之下,这就是高频变压器的设计任务.总结以下公式

D=VOR/（VOR+VS）------------------------

（1）

=PO/（η*VS）------------------------------

（2）

IM=

/[（1-0.5KRP）*D]--------------------（3）

I=IM

----------------------（4）

NP=VS*TON/SJ*B----------------------------（5）

NS=NP*（UO+UF）/VOR-----------------------（6）

L=VS.TON/（IM*KRP）-----------------------（7）

BMAX=L*IP/SJ*NP.---------------------------（8）

下面是论坛问答：

七年之痒：

次级电压计算公式错误,单端反激变压器要满足磁通复为原则,初次级电压比不能完全等于匝数比,还必须加一个导通时间和截止时间之比.NP/NS=UP*D/US*（1-D）

唐天逸：

兄弟,你没看清楚,我说的初次级匝数比,不是等于输入电压和输出电压比,而是等于原边感应电压和输出电压之比,原边感应电压VOR即是开关管关断的时候原边电感的放电电压,VOR=VP*D/（1-D）,代入进去不就行了,和你那个一样,只是你那样理解下来,不好说明其本质哦,只是一个公式而已.

七年之痒：

那你的VOR为何选80V,不是60V,90V或135V,有何依据?

唐天逸：

VOR是自己选定的吗,这个值是电源一个非常重要的值啊,这个值选得大,刚占空比就大,选得小,占空比就小吗,这就看你自己想选多少了

七年之痒：

就是因为占空比很重要,所以VOR值不能够随意设定,应该根据工作电压的范围来确定.工作电压范围宽,变压器在最低电压输入时为保证输出电压满足工作的要求,达到足够的输出功率.要求的占空比就高,VOR的取值就大.反之,工作电压范围小,要求的占空比小,VOR可取小值.

一般100--120V时VOR取60V,85--265V时VOR取135V

唐天逸：

对,VOR的值,决定了很多东西,不光是工作电压,还和有效值电流,即和损髦也有关系,具体调试电路时,可能因为别的问题,还要调节这个VOR的值,以满足条件.

七年之痒：

好象很多地方都说到了反激的占空比最好不要超过50%,而您VOR取135V时,低压输入的时候占空比就会超过50%了.

所以请问您一下,您为什么要这么选择?

还有就是为什么占空比最好不要超过50%?

麻烦您帮忙回答一下!

!

唐天逸：

TOP电压型控制的IC,其占空比超过百分之五十是问题不大的,但是VIPER,384X,等这些是电流型控制的,因为电流型控制的有一个斜坡补偿,当占空比超过百分之五十的时候,斜坡补偿会有很大难度,产生振荡,所以是否超过百分之五十要看其控制的方式

七年之痒：

副邊二极管截止,原邊mos還沒有導通的這段時間那來的vor?

唐天逸：

哦,兄台莫误会了,我所说的都是在这个工作点上计算的,这个工作点当然应该一般是连续的工作模式，所谓的原边感应电压VOR,就是指的原边的放电电压.原边其实就是相当于一个电感,在开关管开通的时候,原边被加上直流高压VS,电感电流线性的上升,开关管关断的时候,电感放电,这时个电感电流会下降,电感是以什么样的电压在放电呢,就是以这个VOR的值在放电,若是VOR大,则放电就快,电感电流下降的波形就比较陡,小的话,就慢,下降的就平缓.VOR就是开关管关断的时候原边电感的放电电压,这个电压感应到副边,就形是输出电压,这个输出电压是被后面的稳压管稳住的,所以VOR也是被稳住的.你说的是什么意思,我不太明白,是不是说在不完全模式下呢,我所描述的都是在完全模式下的,因为在这个最苛刻的工作点下,是不能不完全工作模式的,所以这个问题似乎没必要.若是副边二极管截止了,原边MOS还没有导通,那么就不会有VOR,因为这时候能量都放完了,磁芯也已经复位了,当然不会再有VOR了

七年之痒：

你分析的过程是不对头的.“VOR就是开关管关断的时候原边电感的放电电压,这个电压感应到副边,就形是输出电压,这个输出电压是被后面的稳压管稳住的,所以VOR也是被稳住的”.这分析是错误的!

原边开关管导通变压器储能,是磁场的能量!

开关管截至,原边绕组就没有电流流过,怎么感应到次边,能量是磁场传递的,没有电流哪来的磁场!

此时,变压器次边绕组正向感应电压使整流管导通,对负载放电.由于次边绕组有电流流过,在原边相反方向,形成电压Vor,此为反激电压.反激电压和原边漏感形成的电压尖峰包括直流电压叠加在开关关上.副边电压非原边Vor感应,而应是次边导通感应到原边的!

!

唐天逸：

所谓连续和不连续是以电感的电流来说的,其实开关电源的心脏是电感器,连续模式就是指原边电感在下一个周期开始储能的时候,其此时还有电流,不连续模式是指电感在下一个周期开始的时候,此时电流已经放完,要重新开始储能了,其实不连续模式还好计算一些

七年之痒：

请教tangtianyi老兄:

“反馈是反激的电压,其电压是取自输出级的,所以反馈电压是稳定的,TOP的电源电压是5.7到9V,绕上7匝,那么其电压大概是6V多,这就可以了,记得,反馈电压是反激的,”

但我手上有几款RCC的反激电路和UC384x系列的他激式反激电路的反馈电压有的是取反激型的（在开关管关断时期输出光耦的工作电压,和输出电压是同步的）;而有的反馈电压是取的正激型的（即在开关管导通时期输出光耦的工作电压）.

  请问反馈电压这二种取电压的方式用什么规律,在取正激时的反馈电压该如何计算?

唐天逸：

这个好算,反激的电压是在开关管关断时取得的,是由输出级取得的,其电压和输出电压成正比,所以其匝数和副边要有一定的比.正激的电压是由输入电压VS取得的,要正激取电压,当然就要和原边匝数呈现一定的比例.但一般来说反馈应反激,因为若是正激,在宽范围输入条件下,反馈电压会随输入电压的变化而变化,对光耦和IC的工作都不利,电源电压我认为最好反激取,避免正激取,用VIPER有用正激取的,但这样的话,到357V的直流电压时,反馈电压已经超过三十五V,此时光耦,如817,可能会被高压击穿.

七年之痒：

VOR电压的实质到底是什么大家讨论清楚没有?

这个问题很重要的,否则就设计不好RCC的...

唐天逸：

VOR书上说这叫原边感应电压,即是指副边以一定电压放电时,这个放电电压折算到原边的值,也可以理解为原边的放电电压,若是以原边为研究对象,那么原边在开关管开通的时候,输入电压加在原边上,电感电流线性上升,开关管关断的时候,那么,原边以一个反向电压放电,这个反向电压感应到次级,就是输出电压.如果你把示波器夹在原边绕组两端,就可以看到输入电压和原边感应电压的波形,均是方波

七年之痒：

VOR电压不能等同于次级的反馈电压,没有次级绕组MOS管上也有反激电压产生．

电感电流不突变是指在路情况下,电感电流也会有突变的可能,但能量是守恒的,所以,反激变压器愿边反激电压的高低是由初级电感的等效负载决定的,不完全是电压比的关系．算一电源5V2A  f=100K  n=80%Krp=0.6和你实例一样,只是将其改为固定输入,即Vmin=240V  则Vor=135V  D=135/（135+240）=0.36

Iave=Po/（Vmin*n）=（5*2）/（240*80%）=0.052083

Ir=Iave/<（1-0.5Krp）*D>=0.20667

I有效值=0.08928

Np=180T

No=7T

L=（Vmin*Ton）/（Ir*Krp）=（240*3.6）/（0.20667*0.6）=6967.6uH

B=0.25

问题1:

I有效值可以不用算出来吗?

问题2:

电感量这么大,可以吗?

唐天逸：

I的有效值是用来算线径的,一般来说是一个大概罢了,其实不算也行,一般取I的效值是其平均值的一点五倍即可,经验公式而已,当然是不准的,只是一个大概罢了因为电感量的选取,是为了防止其磁饱和的,或是说用来储存能量,选取一个电感量,目的就是要让其工作在一个适当的磁通区间上,而不能让其磁饱和,只要不磁饱和,就没有问题了,公式B=VS*TON/NP*AE,分别表示输入最低电压,一同期最长导通时间（对应最大占空比）,原边匝数,磁芯截面积,只要算出的B值不超过你所用磁芯材料最大的B值,就可以正常工作。

BM=L*IP/NP*AE,刚才忘记了,不小心写错了,那是确定匝数的公式,那个B值只是磁芯的振幅值,一般要比这个B值小,在不连续的模式下,这两个B值才是一样的

七年之痒：

另一电源5V7A  f=40K  n=70%  Krp=0.6Vmin=240V  则Vor=135V  D=135/（135+240）=0.36

Iave=Po/（Vmin*n）=0.20833

Ir=Iave/<（1-0.5Krp）*D>=0.82669

I有效值=0.35713

Np=100T（E-43型磁芯Sj=1.44）

No=4T

L=（Vmin*Ton）/（Ir*Krp）=4355uH

B=0.25

L同样也大,是否可用?

谢谢!

唐天逸：

这个可用,因为你的原边匝数多,电感是是和原边的二次方成正比的,而且你这个磁芯截面积又大,不用担心磁饱和,记住,在不发生磁饱和的情况下,一般来说,电感量可以尽量选大一些,这样对应于同样的平均值,就会有个比较小的有效值,减小发热,提高效率.再说一点,电感量的选取当然是大一些好,但是其是受到了最大磁通密度的限制,只要不超过磁芯最大磁通密度,一般说来,应该是没有问题的,这是我的观点.

七年之痒：

电感量的选取当然是大一些好,但是其是受到了最大磁通密度的限制,只要不超过磁芯最大磁通密度

怎么样才算超过了呢?

唐天逸：

一般不要超过零点三特吧,好的磁芯可以适当增大一些,理论上是这样

七年之痒：

/*峰值电流*KRP*D+峰值电流*（1-KRP）*D,所以有电流平均值等于上式,解出来峰值电流=电流平均值/（1-0.5KRP）*D*/峰值电流*KRP*D+峰值电流*（1-KRP）*D这个合并后=峰值电流*D,那KRP有什么用,这里看不懂啊

唐天逸：

那是一个推导峰值电流公式的过程,如果你理解不了的话,就直接记住就可以了,不这还是理解了的好.KRP是指脉动电流和峰值电流的比值,KRP取的越小,电流脉动就越小,这样电流有效值就越小,但这就要求电感量大,磁芯就容易饱和,KRP值越大,电感量可以取得小,磁芯就不容易饱和,但此时峰值电流变大,有效值电流也变大,损耗增加,怎么样都不能走极端,要取一个最合理的工作点才行

七年之痒：

算了一下,总算弄明白了,你这个式子:

峰值电流*KRP*D+峰值电流*（1-KRP）*D

可能有笔误,少了个除2,你是将梯形分成三角形和矩形来计算面积的,所以三角形部分应该有个除2,这个式子应该是:

峰值电流*KRP*D/2+峰值电流*（1-KRP）*D

其实直接用梯形的面积公式:

（上底+下底）*高/2更直接

平均值=（1-KRP+1）*峰值电流*D/2=Ip*（1-0.5KRP）*D

唐天逸：

实际上那个公式我也推过,没推出来,就照别人的用了,相信不会有错就行了,只人你理解了有效值和平均值的区别,就行,记住有效值表示的意义,及有效值的定义就行了,公式照着,会应用就可以

七年之痒：

好象很多地方都说到了反激的占空比最好不要超过50%,而您VOR取135V时,低压输入的时候占空比就会超过50%了.所以请问您一下,您为什么要这么选择?

还有就是为什么占空比最好不要超过50%?

麻烦您帮忙回答一下!

!

唐天逸：

一般说来,TOP的超过0.5问题不大,但对于VIPER,还有3842,等,就不应大于百分之五十,因为前者是电压型控制,而后者是电流型控制的,电流型控制有一个斜坡补偿的问题,超过百分之五十的话,斜坡补偿就有很大难度,故一般电流型控制的不要超过百分之五十,但我个人认为还是都不要超过百分之五十为好

七年之痒：

有个错误需要纠正一下,文中峰值电流有的用IP表示.有的用IM表示,两者是一回事,建议统一用后者IM

唐天逸：

七年之痒：

唐兄:

你好,我仔细拜读了你的这篇文章,写的不错,但好象有个地方有点问题,那就是"已知这个波形一个周期的面积等于电流平均值*1,这个波形的面积等于,峰值电流*KRP*D+峰值电流*（1-KRP）*D,所以有电流平均值等于上式,解出来峰值电流=电流平均值/（1-0.5KRP）*D.",此处的这个面积应该是"（峰值电流*KRP*D）/2+峰值电流*（1-KRP）*D"吧

唐天逸：

你好!

关于负载开路会损坏开关管的解释我分析是这样:

  1若电路工作在电流不连续状态时（RCC）原边在TON其间内储存的能量会在TOFF其间经副边由负载全部释放,这时候的输出电压将和负载有关（由Pin=Pout可知Vo=Vi*Ton*根号下RL/2LT）,所以工作于电流不连续状态时的电源必须加有电压和电流两个控制环,否则会因开路使副边的能量得不到释放而反激于原边叠加到开关管上使它击穿（疑点:

没有负载副边就不会有电流,没有电流怎么会形成反激电压感应到原边?

这个开关管损坏是不是因为没有负载消耗能量而使磁通无法复位造成磁芯饱和使电流增大造成的）.

  2若电路工作在电流连续状态时,原边在TON其间内储存的能量在TOFF其间经副边由负载只能释放一部分,这时候根据磁通复位的原则,输出电压将和匝数比,占空比有关.所以很多用TOP来设计的电源都用CCM的模式计算,若不考虑要使输出电压稳定,那么是否可以不加电压和电流两个控制环也能使开关电源正常工作.

  请问各位师傅我上面的分析是对的吗?

当拿到一个设计时我们应用什么样的电流模式来设计参数?

七年之痒：

我用我的知识回答一下你的问题吧!

仅供你参考

1.你说的断开稳下部分应该指的是断开817吧!

断开之后反馈没有了,你给输出端加负载的话输出电压没法稳住一直在上升,到达一定功率之后又怎么可能不损坏呢!

2.副边能量能不能得到释放和空不空载有什么关系?

副边的能量通过2极管整流,再通过电容电感滤波最后输出,你输出电容大多都在几百UF绝对够存储你副边输出的那点能量

看了后,有几个小问题,请各位朋友帮忙解释一下....

1,你里面写到宽电压输入（85-265）取VOR=80那到底是80还是135啊,

  我看好多地方都说宽电压时取135的

2,你算了有效电流为0.2A,则说其电流密度为4.08能说说二者的关系

  吗,

3,确定次级匝数时,你说按NS=NP*（VO+VF）/VOR

  那我有多个输出,将如何算....

                    NS1=NP*（VO1+VF1）/VOR

                    NS2=NP*（VO2+VF2）/VOR

  这样算行吗?

?

?

4,在确定次级线径时,要算有效值中说到:

次级峰值电流=初级峰值电流*其匝数比

次级峰值电流=初级峰值电流*NP/（NS1+NS2）这为输出总峰值电流

那