二进位相移调变技术应用於磁耦合资料回传系统.docx
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二进位相移调变技术应用於磁耦合资料回传系统
二進位相移調變技術應用於磁耦合資料回傳系統
蔡加春戴聖彬
南華大學資工系凌越科技公司
摘要:
磁耦合技術之應用已日漸普遍,其產品並朝向積體電路化。
本文應用二進位相移(BPSK)調變技術於無線射頻資料回傳系統,符合國際ISO/IEC組織對近距離非接觸式所訂定的通訊協定14443-2TypeB。
系統主要分為詢問單元與詢答單元,於詢答端回傳資料信號106Kbps與次載波847.5KHz以BPSK方式調變,並由電源載波13.56MHz載送經反磁耦合回傳至詢問端。
於反磁耦合係數為0.2%,傳輸距離可達15公分,且整個晶片系統以HSPICE模擬分析與驗證,並以TSMC0.35μm1P4MCMOS製程實現,此晶片包括366顆電晶體,晶片面積1.7×1.7mm2。
關鍵詞:
無線辨識;詢問端;詢答端;磁耦合;二進位相移
BinaryPhaseShiftKeyingTechniquesAppliedtoMagnetic-CouplingDataBackwardSystem
Chia-ChunTsaiSheng-BinDai
NanhuaUniversity,ChiayiToProTechnologyCo.
Abstract:
Theapplicationsusingmagneticcouplingtechniqueshavebeenpublicandtheirproductsareguidingtowardintegratedcircuits.Inthispaper,weappliedthetechniquesofbinaryphaseshiftkeying(BPSK)toamagnetic-couplingdatabackwardsystemtoconformthetransferprotocolofISO/IEC14443-2TypeB.Thesystemconsistsoftwomajorunits,interrogatorandtransponder.Thebackwarddataintransponderwiththedatarateof106Kbpsarefirstmodulatedbysubcarrier847.5KHzwithBPSKtechniques.TheBPSKmodulatedsignalisthenloadedonthecarrier13.56MHzandistransferredbacktotheinterrogatorviathemagneticcoupling.Withthereflexcoupling0.2%fromthetranspondercoiltointerrogatorcoil,thecouplingdistancecanbeupto15cm.ThesimulationresultstothewholechipinTSMC0.35m1P4MCMOSprocesshavebeenapprovedbyHSPICE.Thechipcontains366transistorsandoccupiesanareaof1.7mm×1.7mm.
Keywords:
RFID,interrogator,transponder,magneticcoupling,BPSK
1引言
無線射頻身分辨識系統(RadioFrequencyIdentificationSystem,簡稱RFID)是針對接觸式系統的缺點而發展出來,利用射頻信號以無線方式傳送數碼資料,因此識別卡片與讀卡機不需接觸即可進行資料的交換。
此種無線方式的資料傳送並無方向性的要求,且卡片可以置於口袋或皮包內,不必取出就能直接近距離辨識,免去要從多張卡片中尋找特定卡片的困擾。
如圖1所示為一磁耦合系統(Magneticcouplingsystem)主要包括詢問端(Interrogator)與詢答端(Transponder)及一組相互耦合的電感線圈。
詢問端持續發射固定頻率的磁場能量,而磁能是利用兩個相互耦合的電感產生共振效應;詢答端接收此磁能,利用整流器與濾波等電路產生足夠詢答端動作的電源,另一方面,使用改變負載電流的方式回傳資料,此負載電流的變化會依據回傳資料信號做調變[1]。
圖1詢問端與詢答端之磁耦合系統
隨著電能與資料的無線傳輸相關技術日漸成熟,應用的範圍也更加廣泛,如辨識系統或門禁系統外,更擴展到生醫領域的應用及追蹤系統。
WentaiLiu[2]以低解析度微電極刺激視網膜神經,使盲眼者能感受到外界物體對光強弱的變化而達到辨識的功能,而電能與感光的資料信號是經由眼鏡上的初級線圈所感應,傳輸到眼球上植入的次級線圈。
Huang與Oberle[3]設計了一顆適於生醫應用的被動式遙測(Passivetelemetry)晶片,電能是單向傳輸而資料為雙向傳輸,系統載波頻率27MHz與40MHz,其最長有效感應距離可達9公分。
Abrial與Bouvier[4]等學者更進一步改良提出一顆通訊介面符合ISO/IEC14443TypeB應用於智慧型卡的詢答端(Transponder)晶片,將天線、接收器、回傳電路等整合在同一晶片內,晶片面積為
,天線面積佔用
。
本文將集中於從詢答端回傳資料經磁耦合回傳至詢問端,以符合國際ISO/IEC組織對近距離非接觸式卡片所訂定的介面規範14443-2TypeB,將資料信號106Kbps以二進位相移(BPSK---Binaryphaseshiftkeying)技術調變次載波頻率847.5KHz,並經由電源載波頻率13.56MHz載送回傳資料,並以0.35-μmCMOS製程設計一組近距離無須接觸式的資料磁耦合傳輸射頻電路,且經HSPICE模擬與驗證過。
第二節敘述資料磁耦合無線傳輸系統架構與原理,第三節詳細說明二進位相移BPSK調變與解調變技術之射頻電路設計,第四節為資料磁耦合傳輸整體系統模擬及實現晶片製作,最後作個結論。
2資料磁耦合無線傳輸系統架構
如圖2所示為資料磁耦合無線傳輸系統,主要分成詢問單元與詢答單元,系統架構的設計以符合ISO/IEC14443-2TypeB[5]所規範的通訊協定。
詢問單元包含傳送與接收資料信號、發送電源載波的功能,如圖中實心線路徑所示與參考[6],磁能與資料傳輸器(Power&datatransmitter)包含參考振盪電路產生13.56MHz的系統載波頻率,資料信號106Kbps與載波13.56MHz輸入振幅調變電路(ASKmodulator),藉由資料信號控制電壓的調變深度比達到ISO所規定的10%調變深度,調變結果輸出至E類傳輸放大電路,最後與外部匹配電路(Matchingnetwork)調整耦合之諧振點達到最大輸出功率。
經由耦合介面的效能至到詢答單元磁能與資料轉換器(Power&datatransducer),再經整流、濾波與電壓調整等電路供應詢答單元電位需求,進而對載波做振幅解調變動作(ASKdemodulator)而取得資料。
圖2資料磁耦合傳輸系統之架構圖
如圖2所示之虛點線路徑為資料磁耦合無線回傳系統,配合ISO所訂定的資料回傳規範係以二進位相移調變(BPSKmodulation)技術。
此系統之詢答單元則利用磁能與資料轉換器取得電源載波信號,結合次載波頻率847.5KHz與回傳資料信號106Kbps經由改變電容負載開關(Loadswitch)達到二進位相位調變,此調變信號經進而耦合至詢問端。
詢問端再經由多級濾波放大電路(Filteramplifier)先將回傳的微弱信號加以放大後,濾除載波頻率13.56MHz而放大次載波頻率847.5KHz,最後再以二進位相移解調變(BPSKDemodulator)將資料信號106Kbps從次載波中還原,而達到回傳資料的目標。
3射頻電路設計
我們將針對圖2所示虛點線路徑之資料磁耦合傳輸系統之二進制相移調變器、濾波放大器及二進制相移解調變器等作詳細的射頻電路設計。
3.1二進位相移調變電路
如圖3所示為回傳資料從詢答端到詢問端採用電容性負載調變電路,並聯調變電容CMOD改變詢答端天線的諧振點,在詢問端的串聯諧振等效電路上即刻感應出振幅的變化。
以XOR閘先將資料信號106Kbps與次載波頻率847.5KHz兩信號做二進位相移調變,其輸出如圖4所示,其中兩個圓圈標示即是相位反轉點,也就是資料的狀態改變,此XOR輸出信號控制諧振電容CMOD的開關,結合電源載波信號耦合至詢問端。
因此詢答端的總電容量關係著諧振點,所以必須考量詢答端耦合線圈並聯電容CTUNE與磁能與資料轉換器濾波電容CREC,三者互相微調達到最佳效果,其經驗電容值分別為CTUNE=22pF、CMOD=50pF與CREC=100pF。
圖3二進位相移調變電路圖4二進位相移調變電路之控制信號
3.2濾波放大電路
負載調變耦合產生的回傳信號相當微弱,需要經過多階高增益的放大器才能得到詢答端回傳的資料信號。
要得到較大的負載調變信號,一方面要高增益之放大器,並且低雜訊電壓放大,才能得到較大的雜訊比,另一方面又必須避免載波信號造成飽和。
另外,回傳信號的調變方式會產生相位的改變與微弱的振幅變化,次載波信號調變於電源載波信號上,就相當於調變深度非常低的振幅載波,進行次載波放大前也必須先使用二極體檢波電路將負載調變信號分解出基頻部分。
因此,如圖5所示為符合上述要求之濾波放大電路架構圖,包含二極體檢波電路(Diodedetector)、三階濾波放大電路(3-orderfilter&lifier)及輸出放大電路(outputamplifier)。
圖5濾波放大電路架構圖
如圖6所示為二極體檢波電路,它是一種線性檢波法,其原理是先濾除低頻雜訊並且降低輸入電壓(如RS、CS、R1),再以二極體(1N4148)將AM的IF波負半週去除,後級連接的低通濾波器(CP、R2)濾除高頻載波成份,以恢復原始低頻的調變信號。
從耦合回傳的BPSK信號中可取出包絡曲線AM訊號如
(1)式所示,包絡曲線則為
係數項。
(1)
如圖7所示輸入一電源載波頻率13.56MHz電壓為15V,次載波信號頻率847.5KHz電壓幅度為0.03V,振幅調變深度比例相當於0.2%。
經由傅立葉轉換分析解調後的輸出信號,分離出次載波的信號847.5KHz,此時兩信號的關係已經從調變時相乘變成相加。
圖6二極體檢波電路圖7二極體檢波之傅立葉轉換分析
三階濾波放大電路是利用運算放大器以正回授方式組成,因此先行敘述運算放大器。
如圖8所示為雙級運算放大器(Two-Stageopamplifier),其特性上具有較高的輸入與輸出範圍,M1與M2組成第一級差動對,M3與M4作為電流鏡方式的主動負載,M6與M7組成第二級的共源極組態放大電路,以允許最大的輸出振幅,第一級與第二級之增益分別為gm1,2(ro1,2//ro3,4)與gm6(ro6//ro6)[7]。
但是雙級放大器架構的頻率響應使電路增加額外極點及相位邊限下降,而必須加入補償電路,即Mr與CS為電路之頻率補償,使電路有更好的穩定性。
表1雙級運算放大器的規格
圖8雙級運算放大器
表1所示為雙級運算放大器的規格,輸出負載為2pF,相位邊限為54度,單位增益頻寬為70MHz,電路直流增益為58dB,迴轉率則決定大信號對頻率的特性約90V/us。
訊號輸出範圍約0.4~2.6V,主要受限於輸出級,若輸出範圍小則容易輸出飽和。
因為運算放大器之主動負載皆有工作範圍限制差動對的輸入範圍,約0.1~2.6V,當輸入訊號大於輸入共模範圍(ICMR)時,會使輸出波形產生失真。
因為電源載波與次載波頻率相差16倍,電源載波與調變信號差距約50~60dB,須以如圖9所示之三階濾波放大電路才足以達成濾波與放大功能,此電路串聯三個相同的濾波器,並以RC回授網路達到帶通效果。
當電路工作於低頻時,開迴路電路增益很高;高頻時C1視為短路,則電路增益為1。
R1與C1決定低通的分頻點,R2與C2決定高通分頻點,而R1與R2負回授則用來調整電路增益
當低通濾波器的截止點設在1MHz,則選擇R1=36KΩ與C1=4pF;電路的增益設定在45dB,所以R2值為5KΩ;高通濾波器的截止點設在1KHz,濾除自由空間的交流雜訊,則C2=32nF。
如圖10所示電源載波13.56MHz的增益為2.27dB,次載波頻率847.5KHz的增益為48dB,前三階的載波抑制約45.73dB。
圖9三階濾波放大電路圖10三階濾波放大器頻率響應
如圖11所示為濾波放大器之輸出放大電路,R3=700KΩ與R4=10KΩ組成回授網路及C3=1uF為高通濾波器[8],它將前三階的輸出結果再經反相放大,最後再經由樞密特電路對輸出信號整形。
如圖12所示電源載波的增益為17.2dB,次載波頻率的增益為39.5dB,載波抑制約22.3dB。
圖11輸出放大電路圖12輸出放大器頻率響應
整體濾波放大器的迴路增益如圖13所示,電源載波的增益為19.4dB,次載波頻率的增益為83.5dB,則載波抑制約64.1dB。
圖13整體濾波放大器之頻率響應
3.3二進位相移解調變電路
二進位相移解調變電路是從濾波放大後信號將其中的資料信號106KHz從次載波信號847.5KHz中分解出來。
而BPSK信號是在資料訊號為「0」與「1」變化時,變換次載波的相位180o,此種解調電路稱為載波同步。
如圖14所示為使用鎖相迴路(PhaseLockedLoop,PLL)技術來設計二進位相移解調電路[9],由D型正反器與鎖相迴路組成。
未解調的信號VBPSK輸入至正反器之D端,
端與VBPSK經XOR閘的結果FEXT,此輸出信號等於次載波頻率,再利用PLL鎖定輸入頻率,並以除2(Dividerby2)電路與另一個XOR閘造成90o相位差,此除頻器之CLK因90o相差,偵測VBPSK信號的直流位準,再判斷相位是否有反相情況發生。
圖14二進位相移解調變電路
如圖15所示為二進位相移解調變之示意圖,假設信號VBPSK輸入取樣點都相同,依箭頭方向觀察T0~T2期間正反器
輸出Low,T2~T4期間正反器
輸出High,兩段時間內VBPSK載波信號都發生反相,由此可知BPSK的信號能夠被相同取樣點的時脈所解調。
在時間點T1正緣觸發時,VBPSK信號邏輯準位High被鎖定在正反器,直到下一次正緣觸發且VBPSK信號邏輯位準Low,否則正反器的輸出不會改變。
例如在時間點T3觸發而改變正反器輸出,換句話說,BPSK改變相位180o,正反器輸出也跟著改變準位。
圖15二進位相移解調變之示意圖
鎖相迴路(PLL)基本架構[10]主要是由相位頻率偵測器(Phase-FrequencyDetector,PFD)、電荷幫浦(ChargePump,CP)、二階迴路濾波器(2ndLoopFilter,LF)、壓控振盪器(VoltageControlledOscillator,VCO)、除頻器(Divider)所組成。
相位頻率偵測器將內部由VCO產生的信號FINT與外部FEXT信號作比較,並依據兩者的相位差,輸出一串的UP或DN信號,控制電荷幫浦進行充電或放電,迴路濾波器用以濾除電荷幫浦輸出所產生的高頻信號,電荷幫浦和迴路濾波器搭配,可將PFD輸出訊號轉換成VCO的輸入信號,以修正VCO的輸出頻率。
如圖16所示為相位頻率偵測器,其中D型正反器電路如圖17所示,輸出信號UP與DN由輸入信號FINT與FEXT兩者相位差控制。
如圖18所示兩個輸入信號有相同的頻率,當輸入信號FEXT相位領先FINT時,輸出UP則持續產生寬度和相位差成比例之脈波,而DN維持在零。
反之,如果FEXT落後FINT或其頻率比FINT低時,DN會產生脈波而UP維持在零。
圖16相位頻率偵測器圖17D型觸發正反器圖18相位頻率檢測之示意圖
如圖19所示為採用電流型的電荷幫浦電路,藉以控制電流源的方向使下一級迴路濾波器的類比輸出電壓值上升或下降,進而控制振盪器,此電荷幫浦由電流鏡組成,穩定性較佳,較不受VDD變動之影響。
相位頻率偵測器的調整性數位輸出信號UP與DN反映在電荷幫浦的輸出電流上。
若外部輸入信號FEXT領先內部產生信號FINT,則充電幫浦的電流ICP向下一級濾波器充電;反之,落後則導致電流反相對濾波器放電;若兩輸入訊號相等時,則電壓不變。
在設計電流式幫浦時必須注意的,充電電流與放電電流一定要相同,須等比例的充放電,才不致造成相位頻率偵測器產生相位偏移。
圖19電荷幫浦電路圖20二階迴路濾波器
如圖20所示為二階迴路濾波器,它是影響整個鎖相迴路系統最重要的子電路,關係著系統穩定度、鎖定頻率的時間與範圍及高頻雜訊是否濾除乾淨。
迴路組成元件包含C1、C2與R2,為一低通濾波器(Low-Passfilter),迴路濾波器之轉移函數
(2)式
(2)
將
(2)式分母提出C1+C2轉移函數可變成極零點形式:
(3)
因此,可得到一個零點
與一個極點
(4)
如圖21所示為電壓控制振盪器,由四級雙端延遲元件以反相串接方式形成環形振盪器,其輸出再經一級雙端轉單端放大器所組成。
它是一種利用電壓控制頻率的調變器,其輸出頻率隨著輸入的控制電壓VCTL變化,電路上控制元件為PMOS會隨著VCTL上升或下降而變慢或變快。
因此一般要求輸出對輸入的線性度要高,而且增益要大,及振盪輸出頻率要寬廣,但這些條件視設計需求與應用決定其性能。
圖21電壓控制振盪器圖22雙端延遲電路
如圖22所示為單級雙端延遲電路,其偏壓電源VCTL控制每一級的工作電流以構成雙端振盪器,並使其輸出端處於不穩定狀態而產生振盪。
但由於迴路增益與MOS特性之間的關係,其振盪時的平均迴路增益接近1才會持續振盪。
若每級延遲元件時間為τ,階數為n,則振盪頻率為fOSC=1/nτ,其控制電壓VCTL與輸出頻率成反比。
如23圖所示雙端轉單端電路,包含兩組NMOS共源極放大之輸入級,經由PMOS組成增益為2之電流鏡放大電路,再由增益為1之電流鏡連接雙端點,最後單端輸出之反相器為使輸出達到飽和值。
如圖24所示為VCO之輸入控制電壓VCTL與輸出頻率的關係,控制電壓範圍1~2V,輸出頻率為3.24MHz~636KHz,VCO的增益計算式(5)如下。
(5)
圖23雙端轉單端電路圖24VCO控制電壓與輸出頻率關係圖
如圖25所示為除頻器所採用TSPCL(TrueSinglePhaseClockedLogic)正緣觸發D型正反器[11]所組成,主要功能為改變輸入範圍、倍頻輸出及校整輸出波形,若輸入的頻率相當高頻時,相位頻率偵測器卻因為最大操作頻率的限制而無法進行鎖定相位時,可採用除頻器先降頻再進行追蹤訊號動作。
電路中假設CLK端輸入Low與D端輸入Low,則P端上升到High,N端與輸出QB維持不變;如果D端改變至High,則P端放電至Low而跟著N端充電至High,再改變D狀態,輸出QB維持不變。
當CLK端由Low變High瞬間,N端保持原有的High,QB端變成Low。
之後,即使D端變成Low,P端也因浮接點電位關係保持原有的值,再改變D狀態,輸出QB維持不變。
在二進位相移解調變系統中有一項重要的因素,需要90o的相位差用來偵測輸入波形的準位,因此經由TSPCL各點之波形分析,將X端與P端利用XOR邏輯閘後,如圖26所示,將75%責任週期的波形同相消去後面25%,輸出結果CLK可超前Q達90o。
圖25TSPCL正緣觸發D型正反器圖26X端與P端經過XOR輸出波形
在此,先以MATLAB建構鎖相迴路系統方塊模擬模型,如圖27所示為Simulink初步模擬模型。
MATLAB分析只是依據數學原理做一個粗略的電路初步模擬,需要精準的結果還是須要藉助HSPICE做電路模擬,也因為粗略的模擬所以速度較快,設計上節省時間,並可分析其鎖定時間與輸出準位,再以HSPICE對其電路的各個特性做微調,使系統最佳化。
圖27MATLABSimulink初步模擬模型
但必須了解,在MATLAB的分析下模擬系統特性,每個系統方塊均代表子系統在鎖相迴路中的關係,如果改變子電路的架構,它的子系統變數值如電路增益、轉移函數與極零點等也要改變,若加上電路雜訊考量時,則系統方塊亦要改變。
表2Simulink系統模擬參數
Item
Parameter
Referencefrequency
847.5KHz
Chargepumpcurrent
4mA
VCOFree-runfrequency
5.844MHz
VCOgain
-2.604MHz/Voltage
Loopbandwidth
734.37KHz
Dividernumber
2
Phasemargin(γ)
61.9o(γ=4)
R1
150.4086Ω
C1
2.4142e-9F
C2
36.214e-9F
如表2所示為Simulink的系統模擬參數,依此在建構之MATLABSimulink上進行模擬分析,如圖28所示為VCO的輸入電壓與輸出振盪頻率之關係,VCO鎖定於1.695MHz經除頻電路後FINT為847.5KHz。
如圖29所示濾波器的輸出電壓VCTL當迴路鎖定時穩定於VDD/2點約1.6V,其VCO輸出抖動情形,是因為迴路頻寬設計的不夠窄所造成,需將低通濾波器的參數加以微調增加穩定性。
圖28鎖定時VCO輸出頻率圖29鎖定時VCTL輸出電壓
4模擬結果與晶片製作
我們配合TSMC0.35-μm1P4MCMOS製程與使用HSPICE來模擬整體系統電路及分析與驗證。
如圖30(a)所示為詢答端線圈上的資料回傳信號,它來自於二進位相移調變電路對耦合線圈上的電壓進行相位調變,以電容性負載調變不只改變相位,振幅也會跟著下降,如圖中之電壓幅度約0.7V。
如圖30(b)所示為從詢答端反磁耦合回到詢問端線圈上的資料回傳信號,其電壓變化約14.86~14.89V,調變深度相當於0.2%。
(a)(b)
圖30(a)二進位相移調變電路輸出波形,(b)從詢答端耦合回到詢問端線圈的電壓變化
如圖31所示為詢問端接收回傳資料微弱信號,經由二極體檢波電路處理後,圖最上方之次載波頻率Vo1約50μV,而載波電壓為2mV,相當於次載波電壓小於載波電壓32dB,濾波器放大後可得到次載波調變信號,再經反相放大與樞密特整型電路,輸出如圖最下方之VBPSK信號。
圖31濾波器放大電路輸出波形圖31二進位相移調變電路輸出波形
如圖31所示為最上方之VBPSK信號經相位追蹤方式,鎖定時間約40μs後即可對此信號做相位偵測,並將資料信號106KHz從次載波847.5KHz
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- 二进 位相 移调 技术 应用 耦合 资料 系统