讲义Flyback电路原理.docx
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讲义Flyback电路原理
....
开始
很高兴有这么一个机会,和大家一起学习和讨论Flaback电路的原理。
今天介绍的容中,公式比较多,有些枯燥;但是经过理论推导,期望能让大家
对于Flyback电路的“工作原理,伏秒平衡定律,以及C.C.M.和D.C.M两种工作模式”
等容的理解,能更加透彻些。
....
....
Flyback转换器原理
主要容:
一、Flyback电路简述
二、Buck-Boost转换器原理
三、Flyback转换器原理
四、Flyback电路改进版本介绍
附录:
IFlyback变压器设计
IIFlyback电路的EMI分析
....
....
序言
Flyback转换器应用相当广泛,其原因有:
从电路的角度看,Flyback电路有最少元件的特性;
从设计的角度看,Flyback电路有简单高可靠度的特点;
从经济的角度看,Flyback电路成本最低,醉适合一般小功率的电源使用。
在实际的应用中,用在接市电的低瓦数电源,多半用Flyback电路来实现,例如:
30-40W的笔记本电脑,
70-80W的个人电脑,
40-50W的传真机与影像扫描机,
20W以下的Adapter(适配器)
未来的电子产品讲究轻薄短小又省电,所以Flyback电路会更风行。
Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路,利用磁性元件耦合的功能衍生而来,
所以要探讨Flyback电路,必须先从Buck-Boost电路开始。
....
....
一、Flyback电路简介
(一)Flyback电路架构
Flyback变换器,俗称单端反激式DC-DC变换器,又称为返驰式(Flyback)转
换器,或"Buck-Boost"转换器,因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量,因此
得名.
Flyback变换器是在主开关管导通期间,电路只储存而不传递能量;在主开关
管关断期间,才向负载传递能量的一种电路架构。
(1)Flyback变换器理论模型如图。
(2)实际电路结构
根据Flyback变压器的同名端绕制方式,有下面两种形式,这两个电路实
质上是一样的。
当然,Flyback电路还有其他衍生形式(见附录I)。
....
....
(二)Flyback变换器优点
(1)电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出的要求。
(2)转换效率高,损失小。
(3)匝数比值较小。
....
....
(4)输入电压在很大的围波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在
85~265V间,无需切换而达到稳定输出的要求。
(三)Flyback变换器缺点
(1)输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,
通常应用于150W以下。
(2)转换变压器在电流连续(C.C.M.)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大。
(3)变压器有直流电流成份,且同时会工作于C.C.M./D.C.M.两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂。
....
....
二、Buck-Boost转换器工作原理
所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性;要了解Flyback转换器,要
从其基本转换器Buck-Boost电路开始。
(一)Buck-Boost电路组成
Buck-Boost电路由一个开关晶体管,一个功率二极管,一个储能电感和一个
输出电容组成,见图1。
图1Buck-Boost电路结构
(二)电路特性
(1)输出电压为负电压
(2)输出电压的大小可高于或低于输入电压
(3)输入端与输出端的电流波形都是脉波形式。
(三)工作原理
为方便理解电路工作原理,先介绍一下楞次定律。
楞次定律:
电感总是“阻碍外电路通过电感的磁通(电流)的变化”,即:
....
....
外电路通过电感的磁通1(电流i1)增大,电感将产生与1(电流i1)反向的磁
通2(电流i2),阻碍外电路磁通1(电流i1)的增大;
外电路通过电感的1(电流i1)减小,电感将产生与1(电流i1)同向的磁通2(电
流i2),阻碍外电路1(电流i1)减小的减小。
以下就Buck-Boost稳态电路的工作作一个简要说明。
假设一个周期的开始时间为:
开关晶体管Q1导通时(TurnedOn或Closed)。
此时输入电压完全跨在电感之上,电感的电流将成线性增加。
由棱次定律,“外电
路通过电感的电流i1增大,电感将产生与i1反向的电流i2,阻碍外电路电流i1的增大”。
外电路电流i1(主要是主电路电流)从同名端流出,原边的同名端为负,异名端为正,
所以电感电压V1为“+”,电感所存储的能量因此逐渐增加;变压器副边的同名端为
负,异名端为正,所以功率二极管反偏,负载所需的能量完全由输出电容提供,此
时电容的电压会有些降低(要看电容的大小)。
当开关晶体的控制信号(电压或电流),使开关晶体Q1不导通时(TurnedOff
或Opened),此时外电路通过电感的电流i1急剧减小(几乎为零),由楞次定律,“电感将产生与磁通1(电流i1)同向的磁通2(电流i2),阻碍外电路1(电流i1)
的减小”;外电路电流i1(主要是电感电流),从同名端流出,原边的同名端为正,异名端为负,所以电感电压V1为“-”,变压器副边的同名端为正,异名端为负,所以功率二极管正偏,变压器副边电压大小恰等于输出电压。
通过二极体的电感电流将线性减少,除了提供给负载外,还给输出电容充电(输出电容的电压会增高些),这个情形将持续到下一个周期开始为止。
....
....
开关晶体导通的时间占整个周期的比率,称为工作周期(DutyCycle,简称为
D),D越大,表示电感充能的时间越长,依照“伏-秒平衡”原理(后面介绍),
输出电压一定越高。
(四)公式推导
以下公式推导时作如下假设:
1)开关晶体与二极管均为理想元件,也就是导通时呈短路,不导通时呈断
路。
2)电感不会饱和,且电感值为不变的常数,也就是B-H曲线为线性,且铜
损/铁损忽略不计。
3)电感与输出电容构成的等效滤波器,可以有效的将输出电压滤成纹波很
小的直流电压。
或者说,电感与输出电容构成低通滤波器的角频率远低于切换频率。
1.连续导通模式(C.C.M)公式推导
(1)在开关晶体ON的时间,
①0tDTs
vL(t)VI
(2.1)
....
....
1t
iL(t)iL(0)vL()d
L0
VIt
iL(0)
②在tDTs时,
L
(2.2)
VIDTs
iL(DTs)iL(0)
L
(2)当开关晶体被OFF时,
①DTstTs,二级管顺偏导通,所以
vL(t)VO
1
t
iL(t)iL(DTs)
vL()d
L
DTs
iL(DTs)VO(tDTs)
L
②当tTs时,
(2.3)
(2.4)
(2.5)
i
(T)i
L
(DT
)
VO(1D)Ts
(2.6)
Ls
s
L
在稳态操作情况下,iL(0)
iL(Ts),将(2.3)代入(2.6)得
iL(Ts)
iL(0)
VIDTs
VO(1D)Ts
L
L
(2.7)
....
....
也就是
VIDTsVO(1D)Ts
(2.8)
(2.8)就是所谓的“伏-秒平衡”定律。
电感的电压,对时间积分一个周期,结果为零,如此才可确保电感器不会饱和。
由(2.8),可得输出与输入电压关系式:
VOD
M
VI1D,
当工作周期D小于0.5时,输出电压小于输入电压;
当D大于0.5时,输出电压大于输入电压。
(3)电路波形
....
....
....
....
输入端的电流波形,即开关晶体的电流为脉波形状,实际应用中,必须加入滤
波器(C或LC)才不会影响其他系统;二极管的电流也是脉波型,所以通过输出电
容的纹波电流较大,所以使用的电容也需大,而且对等效串联电阻ESR的要求也比
较严格。
备注:
ESR:
是指在AC或DC下的串联等效阻抗(EquivalentSeriesResistance)
ESL:
在AC下的串联等效低电感(EquivalentSeriesInductance)。
ESR与频率关系:
电解电容的ESR会随着使用频率的上升而下降。
厂商标称的
ESR是在一定工作频率(120Hz,1KHz,100KHz)下的ESR,见下表:
....
....
2.不连续导通模式(D.C.M)公式推导
以上所推导的公式是在连续导通模式(Continuous-Conduction-Mode,C.C.M)
下操作的Buck-Boost电路,也就是电感的电流恒高于零。
它的物理意义是,电感的能量在(1D)Ts的期间并未完全释放。
从图上显示,如
果输入与输出电压不变,电感与电容值也固定的情形下,负载电流与电感的平均电
流成正比,当负载电流逐渐减小时,电感的平均电流也会逐渐降低,低到电感在某
一时段的瞬时电流为零。
此时我们称转换器即将进入不连续导通模式
(Discontinuous-Conduction-Mode,D.C.M)操作。
也就是说,电感的能量在充放之间,会将能量完全的释出。
其实影响C.C.M./D.C.M.的因素不只是负载电流,以一个输出电压固定的稳压电路为例,切换频率,电感大小,输入电压与负载电流,都会影响转换器的操作模式,前两者在设计阶段制定,后两者才是实际应用上主要的影响因素。
于是
C.C.M./D.C.M.存在一个以输入电压与负载电流的边界线,在边界上,恰好是电感电
流碰到零的操作点。
(边界线将在后面讲述)
在D.C.M.的工作模式下,转换器有着与C.C.M.不同的特性,一般将一个工作周期分成三个部分:
D1Ts--开关晶体导通期间
D2T--开关晶体被OFF,且电感电流大于零期间
D3Ts--开关晶体被OFF,且电感电流等于零期间。
....
....
(1)在0到D1Ts期间,即开关晶体导通期间,电感上依旧跨着输入电压,电感的电流也是线性上升,只不过是从零点上升。
①在开关晶体ON期间,即0t
D1Ts,
vL(t)
VI
iL(t)
1
t
iL(0)
vL()d
L
0
VIt
L
②在tD1Ts时,
(2.10)
(2.11)
iL(D1Ts)
VID1Ts
L
(2.12)
(2)当开关晶体被OFF,且电感电流大于零时,
①D1Ts
t(D1D2)Ts,二级体顺偏,
vL(t)
VO
1
t
iL(t)iL(D1Ts)
vL()d
L
D1Ts
VO(tD1Ts)
iL(D1Ts)
L
②当t(D1D2)Ts时,
(2.13)
(2.14)
....
..
..
iL[(D1D2)Ts]iL(D1Ts)
VOD2Ts
0
L
(2.15)
(3)由(2.14)可以看出,电感的电流以一个斜率下降,当电流降到零时,二极体不再导通,负载所需的能量不再由电感提供,将由输出电容负担。
这时电感电
流为零,电感的电压也为零,我们称此转换器已工作在D3Ts期间,
D31D1D2。
①(D1D2)TstT期间,
vL(t)
0
(2.16)
iL(t)
0
(2.17)
由2.12与2.15可得,
VID1TsVOD2Ts
(2.18)
(2.18)依旧是磁性元件“伏-秒平衡”式子,如果由负载电流的角度(负载电流连续期间)来看,其大小恰等于通过二极体电流的平均值,也就是
IO
VO
1
R
iL(D1Ts)D2
,(面积公式)
2
由(2.15)可得
VOD
2Ts
iL(D1Ts)
,所以
L
VOD22Ts
IO
(2.19)
2L
....
....
其中R为负载电阻值,将(2.18)化简,得到D2得关系式,
D2
2L
(2.20)
L
RTs
代入(2.18)得,
D1
VO
D2
M
L
VI
(2.21
)
由以上得推导得知,在
D.C.M.工作的时候,工作周期D1与负载的轻重有关
(2.20),这个现象与C.C.M.是不同的。
从以上分析推论知(2.21):
输入电压低,切换频率高,电感大,负载电流大
都有将转换器推向C.C.M.的趋势,这从公式推导和电路物理意义,都容易得到。
现在如果将切换频率Ts,电感值L与输出电压VO固定,则可以得到一条代表
C.C.M.与D.C.M.的边界曲线公式:
D2
VI
D2
VI
由(2.21)得D1
VO
D2
D1
VIVO
,
D2
2
(
D2
)
2
(
VI
)
2
VI
D2
D1
VO
代入(2.19),得
VOTs
VI
2
IO
2
2
(2.22)
2L
VI
VO
....
....
这条曲线在设计转换器与分析转换器的工作围都很重要,设计就是依此曲线设
计。
(4)电路曲线
....
....
三、Flyback转换器工作原理
Flyback不同于Buck-Boost的地方,仅在于将电感器衍生成一个“耦合电感”,
也就是俗称的“变压器”,但不同于一般变压器,耦合电感“实实在在”的存储能
量,不只是变压器的磁化能量。
就是因为将电感变成耦合电感,所以可以将初/次级隔离,而且利用匝数比的
控制,使转换器的工作点设计更有弹性。
另外,多组输出的应用更简单容易。
公式推导和Buck-Boost几乎一样,为更接近实际情况,将二极体顺向压降考
虑进去(在低输出电压时相差很大)。
(一)先推导C.C.M.的工作情形
(1)在开关晶体ON期间,即0
tDTs,
vLP(t)
VI
(2.23)
1
t
iLP(t)
iLP(0)
vLP()d
LP
0
....
..
..
VIt
iLP(0)
(2.24)
LP
此时,二极体反偏不导通,负载电流全部由输出电容提供。
vLS(t)
NSVI
(2.25)
NP
iLS(t)
0
(2.26)
在tDTs时,
iLP(DTs)iLP(0)
VIDTs
(2.27)
LP
(2)当开关晶体OFF时,二极体顺偏,
①DTStTS
vLS(t)(VOVD)
(2.28)
1
t
iLS(t)iLS(DTS)
vLS()d
LS
DTS
NPiLp(DTS)
(VOVD)(tDTS)
(2.29)
NS
LS
iLS(DTS)
NP
iLP(DTS)
其中
NS
就是“变压器公式”得到的。
对应到初级侧,
可以得到
....
....
vLP(t)NP(VOVD)
NS
iLP(t)0
②当tTS时,
i
(T)
NPi
Lp
(DT
)
VO(1D)TS
LSS
NS
S
LS
由(2.27)和iLP(0)
NS
iLS(0),所以
NP
NP
iLp(DTS)
NP[iLP(0)
VIDTs]iLS(0)
NS
NS
LP
(2.30)
(2.31)
(2.32)
NPVIDTs]
NSLP
因为iLS(TS)
iLS(0)所以,
NPVIDTs
VO(1D)TS
NS
LP
因为
LS
LP
(
NP
)
2
LS
NS
,所以
VID
NP
(VO
VD)(1D)
(2.33
)
NS
NP
(VO
VD)
D
或NS
VI
1D
(2.34)
(2.34)就是C.C.M.中输出/输入电压关系式。
....
....
(3)电路波形
....
....
观察各元件的电压与电流波形,除了耦合电感的特性外,Flyback电路确实与
Buck-Boost电路完全类似,电流的导通模式都完全一样。
....
....
(二)D.C.M公式推导
()在t
DTs时,
1
1
VID1Ts
iLP(D1Ts)
LP
对应到次级侧,
vLS(t)
NS
VI
NP
iLS(t)
0
(2)当开关晶体被OFF的瞬间,二极体顺偏,
NPVID1TS
NSVID1TS
iLS(D1TS)
NP
LS
NSLP
在次级侧电感电流大于零期间,D1Ts
t(D1D2)Ts
vLS(t)(VOVD)
iLS(t)iLS(D1TS)
1
t
LS
vLS()d
D1TS
NSVID1TS
(VOVD)(t
D1TS)
NP
LS
LS
在t(D1
D2)Ts时,
iLS[(D1D2)TS]
0,所以(2.42)
变成
(2.37)
(2.38)
(2.39)
(2.42)
....
..
..
NS
VID1TS(VOVD)D2TS
(2.43)
NP
同样可以得到“伏-秒平衡式”。
由(2.42)可以看出,电感的电流依一个斜率
下降,当电流降到零时【t(D1D2)Ts】,电感的能量已消耗殆尽,二极管
不再导通,负载所需的能量不再由电感提供,转由输出电容负担,这时电感的电流
为零,相对电感的电压也为零,我们称工作在
D3Ts期间。
(3)D3
1D1
D2,
vLP(t)
vLS(t)
0
iLP(t)
iLS(t)
0
负载电流大小恰为通过二极体电流的平均值,也就是
IO
VO1
iLS(D1Ts)D2
(VOVO)D22Ts
R2
2LS
其中,R为负载电阻值,将(2.46)化简,可得关系式
(2.44)
(2.45)
(2.46)
2IOLS
NPVO
VD
D2
D2
VO)Ts
,由(2.43)可得,
D1
VI
(VO
NS
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