SG3524是开关电源脉宽调制型控制器.docx
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SG3524是开关电源脉宽调制型控制器
SG3524是开关电源脉宽调制型控制器。
应用于开关稳压器,变压器耦合的直流变换器,电压倍增器,极性转换器等。
采用固定频率,脉冲宽度调制(脉宽调制)技术。
输出允许单端或推挽输出。
芯片电路包括电压调节器,误差放大器,可编程振荡器,脉冲指导触发器,两个末级输出晶体管,高增益的比较器,以及限流和关断电保护电路。
SG3524工作电源电压范围8V~35V,采用双列16脚装料封装,引脚功能如下:
SG3524集成电路多种应用电路:
TL494制作的400W大功率稳压逆变器电路图
目前所有的双端输出驱动IC中,可以说美国德克萨斯仪器公司开发的TL494功能最完善、驱动能力最强,其两路时序不同的输出总电流为SG3525的两倍,达到400mA。
仅此一点,使输出功率千瓦级及以上的开关电源、DC/DC变换器、逆变器,几乎无一例外地采用TL494。
虽然TL494设计用于驱动双极型开关管,然而目前绝大部分采用MOSFET开关管的设备,利用外设灌流电路,也广泛采用TL494。
为此,本节中将详细介绍其功能及应用电路。
其内部方框图如图3所示。
其内部电路功能、特点及应用方法如下:
A.内置RC定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器,其振荡频率fo(kHz)=1.2/R(kΩ)·C(μF),其最高振荡频率可达300kHz,既能驱动双极性开关管,增设灌电流通路后,还能驱动MOSFET开关管。
B.内部设有比较器组成的死区时间控制电路,用外加电压控制比较器的输出电平,通过其输出电平使触发器翻转,控制两路输出之间的死区时间。
当第4脚电平升高时,死区时间增大。
C.触发器的两路输出设有控制电路,使Q1、Q2既可输出双端时序不同的驱动脉冲,驱动推挽开关电路和半桥开关电路,同时也可输出同相序的单端驱动脉冲,驱动单端开关电路。
D.内部两组完全相同的误差放大器,其同相输入端均被引出芯片外,因此可以自由设定其基准电压,以方便用于稳压取样,或利用其中一种作为过压、过流超阈值保护。
E.输出驱动电流单端达到400mA,能直接驱动峰值电流达5A的开关电路。
双端输出脉冲峰值为2×200mA,加入驱动级即能驱动近千瓦的推挽式和桥式电路。
TL494的各脚功能及参数如下:
第1、16脚为误差放大器A1、A2的同相输入端。
最高输入电压不超过Vcc+0.3V。
第2、15脚为误差放大器A1、A2的反相输入端。
可接入误差检出的基准电压。
第3脚为误差放大器A1、A2的输出端。
集成电路内部用于控制PWM比较器的同相输入端,当A1、A2任一输出电压升高时,控制PWM比较器的输出脉宽减小。
同时,该输出端还引出端外,以便与第2、15脚间接入RC频率校正电路和直接负反馈电路,一则稳定误差放大器的增益,二则防止其高频自激。
另外,第3脚电压反比于输出脉宽,也可利用该端功能实现高电平保护。
第4脚为死区时间控制端。
当外加1V以下的电压时,死区时间与外加电压成正比。
如果电压超过1V,内部比较器将关断触发器的输出脉冲。
第5脚为锯齿波振荡器外接定时电容端,第6脚为锯齿波振荡器外接定时电阻端,一般用于驱动双极性三极管时需限制振荡频率小于40kHz。
第7脚为接地端。
第8、11脚为两路驱动放大器NPN管的集电极开路输出端。
当第8、11脚接Vcc,第9、10脚接入发射极负载电阻到地时,两路为正极***腾柱式输出,用以驱动各种推挽开关电路。
当第8、11脚接地时,两路为同相位驱动脉冲输出。
第8、11脚和9、10脚可直接并联,双端输出时最大驱动电流为2×200mA,并联运用时最大驱动电流为400mA。
第14脚为内部基准电压精密稳压电路端。
输出5V±0.25V的基准电压,最大负载电流为10mA。
用于误差检出基准电压和控制模式的控制电压。
TL494的极限参数:
最高瞬间工作电压(12脚)42V,最大输出电流250mA,最高误差输入电压Vcc+0.3V,测试/环境温度≤45℃,最大允许功耗1W,最高结温150℃,使用温度范围0~70℃,保存温度-65~+150℃。
TL494的标准应用参数:
Vcc(第12脚)为7~40V,Vcc1(第8脚)、Vcc2(第11脚)为40V,Ic1、Ic2为200mA,RT取值范围1.8~500kΩ,CT取值范围4700pF~10μF,最高振荡频率(fOSC)≤300kHz。
它激式变换部分采用TL494,VT1、VT2、VD3、VD4构成灌电流驱动电路,驱动两路各两只60V/30A的MOSFET开关管。
如需提高输出功率,每路可采用3~4只开关管并联应用,电路不变。
TL494在该逆变器中的应用方法如下:
第1、2脚构成稳压取样、误差放大系统,正相输入端1脚输入逆变器次级取样绕组整流输出的15V直流电压,经R1、R2分压,使第1脚在逆变器正常工作时有近4.7~5.6V取样电压。
反相输入端2脚输入5V基准电压(由14脚输出)。
当输出电压降低时,1脚电压降低,误差放大器输出低电平,通过PWM电路使输出电压升高。
正常时1脚电压值为5.4V,2脚电压值为5V,3脚电压值为0.06V。
此时输出AC电压为235V(方波电压)。
第4脚外接R6、R4、C2设定死区时间。
正常电压值为0.01V。
第5、6脚外接CT、RT设定振荡器三角波频率为100Hz。
正常时5脚电压值为1.75V,6脚电压值为3.73V。
第7脚为共地。
第8、11脚为内部驱动输出三极管集电极,第12脚为TL494前级供电端,此三端通过开关S控制TL494的启动/停止,作为逆变器的控制开关。
当S1关断时,TL494无输出脉冲,因此开关管VT4~VT6无任何电流。
S1接通时,此三脚电压值为蓄电池的正极电压。
第9、10脚为内部驱动级三极管发射极,输出两路时序不同的正脉冲。
正常时电压值为1.8V。
第13、14、15脚其中14脚输出5V基准电压,使13脚有5V高电平,控制门电路,触发器输出两路驱动脉冲,用于推挽开关电路。
第15脚外接5V电压,构成误差放大器反相输入基准电压,以使同相输入端16脚构成高电平保护输入端。
此接法中,当第16脚输入大于5V的高电平时,可通过稳压作用降低输出电压,或关断驱动脉冲而实现保护。
在它激逆变器中输出超压的可能性几乎没有,故该电路中第16脚未用,由电阻R8接地。
该逆变器采用容量为400VA的工频变压器,铁芯采用45×60mm2的硅钢片。
初级绕组采用直径1.2mm的漆包线,两根并绕2×20匝。
次级取样绕组采用0.41mm漆包线绕36匝,中心抽头。
次级绕组按230V计算,采用0.8mm漆包线绕400匝。
开关管VT4~VT6可用60V/30A任何型号的N沟道MOSFET管代替。
VD7可用1N400X系列普通二极管。
该电路几乎不经调试即可正常工作。
当C9正极端电压为12V时,R1可在3.6~4.7kΩ之间选择,或用10kΩ电位器调整,使输出电压为额定值。
如将此逆变器输出功率增大为近600W,为了避免初级电流过大,增大电阻性损耗,宜将蓄电池改用24V,开关管可选用VDS为100V的大电流MOSFET管。
需注意的是,宁可选用多管并联,而不选用单只IDS大于50A的开关管,其原因是:
一则价格较高,二则驱动太困难。
建议选用100V/32A的2SK564,或选用三只2SK906并联应用。
同时,变压器铁芯截面需达到50cm2,按普通电源变压器计算方式算出匝数和线径,或者采用废UPS-600中变压器代用。
如为电冰箱、电风扇供电,请勿忘记加入LC低通滤波器。
图1 15V/-5V直流转换电路(电容二极管输出)
图2 5V/±15V升压转换电路(反激式变压器输出)
图3 28V/5V直流变换电路(LC式单端输出)
图4 28V/5V直流变换电路(推挽式变压器输出)
电压调节芯片SG3525具体的内部结构如图1所示。
其中,脚16为SG3525的基准电压源输出,精度可以达到(5.1±1%)V,采用了温度补偿,而且设有过流保护电路。
脚5,脚6,脚7内有一个双门限比较器,内电容充放电电路,加上外接的电阻电容电路共同构成SG3525的振荡器。
振荡器还设有外同步输入端(脚3)。
脚1及脚2分别为芯片内误差放大器的反相输入端、同相输入端。
该放大器是一个两级差分放大器,直流开环增益为70dB左右。
根据系统的动态、静态特性要求,在误差放大器的输出脚9和脚1之间一般要添加适当的反馈补偿网络。
1.各部分功能:
a基准电压源:
基准电压源是一个三端稳压电路,其输入电压VCC可在(8~35)V内变化,通常采用+15V,其输出电压VST=5.1V,精度±1%,采用温度补偿,作为芯片内部电路的电源,也可为芯片外围电路提供标准电源,向外输出电流可达400mA,没有过流保护电路。
b振荡电路:
由一个双门限电压均从基准电源取得,其高门限电压VH=3.9V,低门限电压VL=0.9,内部横流源向CT充电,其端压VC线性上升,构成锯齿波的上升沿,当VC=VH时比较器动作,充电过程结束,上升时间t1为:
t1=0.67RTCT
比较器动作时使放电电路接通,CT放电,VC下降并形成锯齿波的下降沿,当VC=VL时比较器动作,放电过程结束,完成一个工作循环,下降时间间t2为:
t2=1.3RDCT
注意:
此时间即为死区时间
锯齿波的基本周期T为:
T=t1+t2=(0.67RT+1.3RD)CT
因为RD《RT=>t2《t1
由上可见锯齿波的上升沿远长于下降沿,因此上升沿作为工作沿,下降沿作为回扫沿。
c误差放大器:
由两级差分放大器构成,其直流开环放大倍数为80dB左右,电压反馈信号uf从端子1接至放大器反相输入端,放大器同相输入端接基准电压。
该误差放大器共模输入电压范围是1.5V-5.2V。
dPWM信号产生及分相电路:
比较器的反相端接误差放大器的输出信号ue,而振荡器的输出信号uc则加到比较器的同相输入端,比较器的输出信号为PWM信号,该信号经锁存器锁存,分相电路由二进制计数器和两个或非门构成,其输入信号为振荡器的时钟信号,并用时钟信号的前沿触发,输出为频率减半的互补方波,这些方波和PWM信号输入到或非门逻辑电路。
其结果是,所有的输入为负时,输出为正。
这样P1、P2的输出每半周期交替为正,其宽度和PWM信号的负脉冲相等。
脉冲很窄的时钟信号输入到逻辑或非门电路,可使两个门的输出同时有一段低电平,以产生死区时间。
e脉冲输出级电路:
输出末级采用推挽输出电路,驱动场效应功率管时关断速度更快.11脚和14脚相位相差180°,拉电流和灌电流峰值达200mA。
由于存在开闭滞后,使输出和吸收间出现重迭导通。
在重迭处有一个电流尖脉冲,起持续时间约为100ns。
可以在13脚处接一个约0.1uf的电容滤去电压尖峰。
2工作过程分析
保护电路
IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor),绝缘栅双极型功率管,是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式电力半导体器件,兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。
GTR饱和压降低,载流密度大,但驱动电流较大;MOSFET驱动功率很小,开关速度快,但导通压降大,载流密度小。
IGBT综合了以上两种器件的优点,驱动功率小而饱和压降低。
非常适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。
图1所示为一个N沟道增强型绝缘栅双极晶体管结构,N+区称为源区,附于其上的电极称为源极。
N+区称为漏区。
器件的控制区为栅区,附于其上的电极称为栅极。
沟道在紧靠栅区边界形成。
在漏、源之间的P型区(包括P+和P一区)(沟道在该区域形成),称为亚沟道区(Subchannelregion)。
而在漏区另一侧的P+区称为漏注入区(Draininjector),它是IGBT特有的功能区,与漏区和亚沟道区一起形成PNP双极晶体管,起发射极的作用,向漏极注入空穴,进行导电调制,以降低器件的通态电压。
附于漏注入区上的电极称为漏极。
IGBT的开关作用是通过加正向栅极电压形成沟道,给PNP晶体管提供基极电流,使IGBT导通。
反之,加反向门极电压消除沟道,切断基极电流,使IGBT关断。
IGBT的驱动方法和MOSFET基本相同,只需控制输入极N一沟道MOSFET,所以具有高输入阻抗特性。
当MOSFET的沟道形成后,从P+基极注入到N一层的空穴(少子),对N一层进行电导调制,减小N一层的电阻,使IGBT在高电压时,也具有低的通态电压。
IGBT的工作特性包括静态和动态两类:
1.静态特性
IGBT的静态特性主要有伏安特性、转移特性和开关特性。
IGBT的伏安特性是指以栅源电压Ugs为参变量时,漏极电流与栅极电压之间的关系曲线。
输出漏极电流比受栅源电压Ugs的控制,Ugs越高,Id越大。
它与GTR的输出特性相似.也可分为饱和区1、放大区2和击穿特性3部分。
在截止状态下的IGBT,正向电压由J2结承担,反向电压由J1结承担。
如果无N+缓冲区,则正反向阻断电压可以做到同样水平,加入N+缓冲区后,反向关断电压只能达到几十伏水平,因此限制了IGBT的某些应用范围。
IGBT的转移特性是指输出漏极电流Id与栅源电压Ugs之间的关系曲线。
它与MOSFET的转移特性相同,当栅源电压小于开启电压Ugs(th)时,IGBT处于关断状态。
在IGBT导通后的大部分漏极电流范围内,Id与Ugs呈线性关系。
最高栅源电压受最大漏极电流限制,其最佳值一般取为15V左右。
IGBT的开关特性是指漏极电流与漏源电压之间的关系。
IGBT处于导通态时,由于它的PNP晶体管为宽基区晶体管,所以其B值极低。
尽管等效电路为达林顿结构,但流过MOSFET的电流成为IGBT总电流的主要部分。
此时,通态电压Uds(on)可用下式表示
Uds(on)=Uj1+Udr+IdRoh
式中Uj1——JI结的正向电压,其值为0.7~1V;Udr——扩展电阻Rdr上的压降;Roh——沟道电阻。
通态电流Ids可用下式表示:
Ids=(1+Bpnp)Imos
式中Imos——流过MOSFET的电流。
由于N+区存在电导调制效应,所以IGBT的通态压降小,耐压1000V的IGBT通态压降为2~3V。
IGBT处于断态时,只有很小的泄漏电流存在。
2.动态特性
IGBT在开通过程中,大部分时间是作为MOSFET来运行的,只是在漏源电压Uds下降过程后期,PNP晶体管由放大区至饱和,又增加了一段延迟时间。
td(on)为开通延迟时间,tri为电流上升时间。
实际应用中常给出的漏极电流开通时间ton即为td(on)tri之和。
漏源电压的下降时间由tfe1和tfe2组成。
IGBT的触发和关断要求给其栅极和基极之间加上正向电压和负向电压,栅极电压可由不同的驱动电路产生。
当选择这些驱动电路时,必须基于以下的参数来进行:
器件关断偏置的要求、栅极电荷的要求、耐固性要求和电源的情况。
因为IGBT栅极-发射极阻抗大,故可使用MOSFET驱动技术进行触发,不过由于IGBT的输入电容较MOSFET为大,故IGBT的关断偏压应该比许多MOSFET驱动电路提供的偏压更高。
IGBT在关断过程中,漏极电流的波形变为两段。
因为MOSFET关断后,PNP晶体管的存储电荷难以迅速消除,造成漏极电流较长的尾部时间,td(off)为关断延迟时间,trv为电压Uds(f)的上升时间。
实际应用中常常给出的漏极电流的下降时间Tf由图中的t(f1)和t(f2)两段组成,而漏极电流的关断时间
t(off)=td(off)+trv十t(f)
式中,td(off)与trv之和又称为存储时间。
IGBT的开关速度低于MOSFET,但明显高于GTR。
IGBT在关断时不需要负栅压来减少关断时间,但关断时间随栅极和发射极并联电阻的增加而增加。
IGBT的开启电压约3~4V,和MOSFET相当。
IGBT导通时的饱和压降比MOSFET低而和GTR接近,饱和压降随栅极电压的增加而降低。
正式商用的IGBT器件的电压和电流容量还很有限,远远不能满足电力电子应用技术发展的需求;高压领域的许多应用中,要求器件的电压等级达到10KV以上,目前只能通过IGBT高压串联等技术来实现高压应用。
国外的一些厂家如瑞士ABB公司采用软穿通原则研制出了8KV的IGBT器件,德国的EUPEC生产的6500V/600A高压大功率IGBT器件已经获得实际应用,日本东芝也已涉足该领域。
与此同时,各大半导体生产厂商不断开发IGBT的高耐压、大电流、高速、低饱和压降、高可靠性、低成本技术,主要采用1um以下制作工艺,研制开发取得一些新进展。
IGBT的发展历史
1979年,MOS栅功率开关器件作为IGBT概念的先驱即已被介绍到世间。
这种器件表现为一个类晶闸管的结构(P-N-P-N四层组成),其特点是通过强碱湿法刻蚀工艺形成了V形槽栅。
80年代初期,用于功率MOSFET制造技术的DMOS(双扩散形成的金属-氧化物-半导体)工艺被采用到IGBT中来。
[2]在那个时候,硅芯片的结构是一种较厚的NPT(非穿通)型设计。
后来,通过采用PT(穿通)型结构的方法得到了在参数折衷方面的一个显著改进,这是随着硅片上外延的技术进步,以及采用对应给定阻断电压所设计的n+缓冲层而进展的[3]。
几年当中,这种在采用PT设计的外延片上制备的DMOS平面栅结构,其设计规则从5微米先进到3微米。
90年代中期,沟槽栅结构又返回到一种新概念的IGBT,它是采用从大规模集成(LSI)工艺借鉴来的硅干法刻蚀技术实现的新刻蚀工艺,但仍然是穿通(PT)型芯片结构。
[4]在这种沟槽结构中,实现了在通态电压和关断时间之间折衷的更重要的改进。
硅芯片的重直结构也得到了急剧的转变,先是采用非穿通(NPT)结构,继而变化成弱穿通(LPT)结构,这就使安全工作区(SOA)得到同表面栅结构演变类似的改善。
这次从穿通(PT)型技术先进到非穿通(NPT)型技术,是最基本的,也是很重大的概念变化。
这就是:
穿通(PT)技术会有比较高的载流子注入系数,而由于它要求对少数载流子寿命进行控制致使其输运效率变坏。
另一方面,非穿通(NPT)技术则是基于不对少子寿命进行杀伤而有很好的输运效率,不过其载流子注入系数却比较低。
进而言之,非穿通(NPT)技术又被软穿通(LPT)技术所代替,它类似于某些人所谓的“软穿通”(SPT)或“电场截止”(FS)型技术,这使得“成本—性能”的综合效果得到进一步改善。
1996年,CSTBT(载流子储存的沟槽栅双极晶体管)使第5代IGBT模块得以实现[6],它采用了弱穿通(LPT)芯片结构,又采用了更先进的宽元胞间距的设计。
目前,包括一种“反向阻断型”(逆阻型)功能或一种“反向导通型”(逆导型)功能的IGBT器件的新概念正在进行研究,以求得进一步优化。
IGBT功率模块采用IC驱动,各种驱动保护电路,高性能IGBT芯片,新型封装技术,从复合功率模块PIM发展到智能功率模块IPM、电力电子积木PEBB、电力模块IPEM。
PIM向高压大电流发展,其产品水平为1200—1800A/1800—3300V,IPM除用于变频调速外,600A/2000V的IPM已用于电力机车VVVF逆变器。
平面低电感封装技术是大电流IGBT模块为有源器件的PEBB,用于舰艇上的导弹发射装置。
IPEM采用共烧瓷片多芯片模块技术组装PEBB,大大降低电路接线电感,提高系统效率,现已开发成功第二代IPEM,其中所有的无源元件以埋层方式掩埋在衬底中。
智能化、模块化成为IGBT发展热点。
现在,大电流高电压的IGBT已模块化,它的驱动电路除上面介绍的由分立元件构成之外,现在已制造出集成化的IGBT专用驱动电路.其性能更好,整机的可靠性更高及体积更小。
根据前面描述的IGBT的工作原理,可以得到如图所示的IGBT输出特性。
(a)IGBT的输出特性(n沟道增强型)(b)转移特性IC=f(VCE)
IGBT的输出特性与转移特性
基于SG3525的DC/DC直流变换器的研究[图片]
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逆变电源2010年01月29日22:
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随着电能变换技术的发展,功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用。
为此,美国硅通用半导体公司推出了SG3525,以用于驱动N沟道功率MOSFET。
SG3525是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片,它简单可靠及使用方便灵活,输出驱动为推拉输出形式,增加了驱动能力;内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器,有过流保护功能,频率可调,同时能限制最大占空比。
其性能特点如下:
1)工作电压范围宽:
8~35V。
2)内置5.1V±1.0%的基准电压源。
3)芯片内振荡器工作频率宽100Hz~400kHz。
4)具有振荡器外部同步功能。
5)死区时间可调。
为了适应驱动快速场效应管的需要,末级采用推拉式工作电路,使开关速度更陕,末级输出或吸入电流最大值可达400mA。
6)内设欠压锁定电路。
当输入电压小于8V时芯片内部锁定,停止工作(基准源及必要电路除外),使消耗电流降至小于2mA。
7)有软启动电路。
比较器的反相输入端即软启动控制端芯片的引脚8,可外接软启动电容。
该电容器内部的基准电压Uref由恒流源供电,达到2.5V的时间为t=(2.5V/50μA)C,占空比由小到大(50%)变化。
8)内置PWM(脉宽调制)。
锁存器将比较器送来的所有的跳动和振荡信号消除。
只有在下一个时钟周期才能重新置位,系统的可靠性高。
l脉宽调制器SG3525简介
1.1结构框图
SG3525是定频PWM电路,采用原理16引脚标准DIP封装。
其各引脚功能如图1所示,内部原理框图如图2所示。
1.2引脚功能说明
直流电源Vs从脚15接入后分两路,一路加到或非门;另一路送到基准电压稳压器的输入端,产生稳定的元器件作为电源。
振荡器脚5须外接电容CT,脚6须外接电阻RT。
振荡器频率厂由外接电阻RT和电容CT决定,
振荡器的输出分为两路,一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门;另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端,比较器的反向输入端接误差放大器的输出,误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较,输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲,再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。
或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。
双稳态触发器的两个输出互补,交替输出高低电平,将PwM脉冲送至三极管VT1及VT2的基极,锯齿波的作用是加入死区时间,保证VT1及VT2不同时导通。
最后,VTl及VT2分别输出
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