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扩频通信系统技术
扩频通信系统技术
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扩频通信是通信的一个重要分支和信道通信系统的发展方向。
扩频技术具有抗干扰能力强、保密性好、易于实现多址通信等优点,因此该技术越来越受到人们的重视。
近年来,随着超大规模集成电路技术、微处理器技术的飞速发展,以及一些新型元器件的应用,扩频通信在技术上已迈上了一个新的台阶,不仅在军事通信中占有重要地位,而且正迅速地渗透到了个人通信和计算机通信等民用领域,成为新世纪最有潜力的通信技术之一。
扩频技术的理论基础
为了将要发射的信号扩展到一个很宽的频带上,扩频系统需要在频带和技术复杂性方面付出昂贵的代价,这样做能得到什么好处呢?
著名的香农(Shannon)定理中可以找到我们所需的答案(所谓扩展频谱技术(简称扩频技术)一般是指用比信号带宽宽得多的频带宽度来传输信息的技术。
为了扩展发射信号的频谱,可能使用不同技术对所传的信息进行处理,从而产生了不同的扩频调制类型。
常见的扩频类型有:
直接序列(DS)、跳频(FH)、跳时(TH)和线性调频脉冲(Chirp)等,另外,这些技术也常常组合起来使用,形成组合或混合类型的扩频技术)。
香农定理指出:
在高斯白噪声干扰条件下,通信系统的极限传输速率(信道容量)为:
其中C——信道容量(比特/秒)
W——信号带宽(赫兹)
N——噪声功率
S——信号平均功率
当S/N很小时(≤0.1)得到:
上式说明:
1)要增加系统的信息传输速率,即增加信道容量,可以通过增加传输信号的带宽(W)或增加信噪比(S/N)来实现。
2)当信道容量C为常数时,带宽W与信噪比之间可以互换,即可以通过增加带宽(W)来降低系统对信噪比(S/N)的要求,也可以通过增加信号功率来降低信号的带宽。
3)当带宽(W)增加到一定程度后,信道容量C不可能无限制地增加。
因此,在无差错传输的信息速率C不变时,如信噪比很低(N/S很大),则可以用足够宽的带宽来传输信号。
直接序列扩频原理
直接序列调制就是载波直接被伪随机码序列调制,其基本原理图如图10.1所示。
在一般情况下调制方式可以是调幅、调频、调相和其它任何形式的振幅或角度调制。
但最常使用的是差分相移键控(DPSK)方式,其优点在第八章已经讨论过。
在发射机端,要传送的信息先转换成二进制数据或符号,与伪随机码(PN码)进行模2和运算后形成复合码,再用该复合码去直接调制载波。
通常为提高发射机的工作效率和发射功率,扩频系统中一般采用平衡调制器。
抑制载波的平衡调制对提高扩频信号的抗侦破能力也十分有利。
在接收机端,用与发射机端完全同步的PN码对接收信号进行解扩后经解调器还原输出原始数据信息。
直接序列扩频系统仿真
为了对扩频通信有一个初步的认识,本节以直接序列扩频系统为例来进行仿真,并进一步说明扩频的优点。
直接序列扩频是目前应用最广的一种扩频技术,也是大家比较熟悉的一种扩频技术。
图10.2是直序扩频系统的仿真原理图。
因为本例仅仅作为一个仿真来说明直序扩频在抗干扰方面的优越性,所以未按实际工程中使用的常规直序扩频原理来建模,而是直接采用了比较简单而直接的方式来构造模型。
数据信号源使用了一个较低频率(1KHz)的随机序列(图符0)通过一个1KHz的低通滤波器(图符3)来代替。
扩频用的PN码采用了10KHz的PN码(图符2),这样,理论上可以获得10倍的扩频增益。
扩频调制也未使用通常的模2和加法运算,而是通过乘法器直接用PN码调制数据信号,合成后的扩频复合信号同样也是直接用更高的载波(图符12,100KHz)调制发射,省去了常规的平衡调制等步骤。
为了观察扩频系统的抗干扰性能,使用了一个干扰信号源。
该干扰信号可以是单频率窄带干扰,也可以是宽带的扫频信号,或者是高斯噪声,读者可根据情况随意选取干扰源的信号类型和幅度(或功率谱密度),缺省的干扰信号源为90KHz—120KHz的扫频脉冲信号源。
为简单起见,在接收端,通过本地载波解调后的复合信号直接与原扩频PN码直接相乘后解扩,中间省略了有关本地PN发生器和相关的码同步电路。
因为直接使用原PN码,所以理论上可认为收发两端是完全同步的。
需要说明的是,实际工程中的码同步是一个十分复杂问题,其复杂程度以及在此问题上付出的代价往往比扩频本身要多得多。
图10.3所示是经过预滤波器后(图符3)的输入信号波形,图10.4是解扩后整型的输出信号波形图。
图10.5是未加干扰信号前的已调信号频谱图。
图10.6是加入干扰信号后的已调信号频谱图。
可以十分明显地观察到,在100KHz附近有较强的干扰存在,而解扩后的信号与输入的原信号波形基本一致,完全未受干扰影响。
不断加大噪声或干扰的幅度,当达到系统的干扰门限时,则不能准确地恢复原始波形。
扩频码的特性
在扩频系统中,信号频谱的扩展是通过扩频码实现的。
扩频系统的性能同扩频码的性能有很大关系。
对扩频码通常提出下列要求:
1、易于产生;
2、具有随机性;
3、扩频码应具有尽可能长的周期,使干扰者难以通过扩频码的一小段去重建整个码序列;
4、扩频码应具有双值自相关函数和良好的互相关特性,以有利于接收时的截获和跟踪,以及多用户应用。
从理论上说,用纯随机序列去扩展信号频谱是最理想的。
但在接收机中为了解扩应当有一个同发送端扩谱码同步的副本。
因此,实际工程中,我们只能用伪随机或伪噪声(PN)序列作为扩频码。
伪随机序列具有貌似噪声的性质,但它又是周期性的有规律的,既容易产生,又可以加工和复制的序列。
伪随机序列具有类似于随机序列的性质,归纳起来有下列三点:
1、平衡特性:
随机序列中0和1的个数接近相等;
2、游程特性:
把随机序列中连续出现0或1的子序列称为游程。
连续的0或1的个数称为游程长度。
随机序列中长度为1的游程约占游程总数的1/2,长度为2的游程约占游程总数的1/22,长度为3的游程约占游程总数的1/23,…
3、相关特性:
随机序列的自相关函数具有类似于白噪声自相关函数的性质。
伪随机序列具有类似于随机序列的性质,但它的结构或形式是预先可以确定的,并且可以重复地产生和复制。
扩频码中应用最广的是m序列,又称最大长度序列。
其它还有L序列和霍尔序列等。
L序列是勒让德(Legendre)序列或二次剩余序列的简称。
霍尔序列又叫孪生素数序列。
由于m序列在扩频码中占据特别重要的地位。
因此,本节主要对m序列的性质及m序列的产生进行讨论。
伪随机序列的产生
伪随机序列可由线性移位寄存器网络产生。
该网络由r级串联的双态器件,移位脉冲产生器和模2加法器组成,图10.7所示为用4级移位寄存器构成的PN序列发生器。
下面以4级移位寄存器为例,说明伪随机序列的产生。
规定移位寄存器的状态是各级从右至左的顺序排列而成的序列,这样的状态叫正状态或简称状态。
反之,称移位寄存器状态是各级从左至右的次序排列而成的序列叫反状态。
例如,初始状态是0001,那么an-4=0,an-3=0,an-2=0,an-1=1。
图10.7中的反馈逻辑为an=an-3⊕an-4,对于初始状态为0001,经过一个时钟节拍后,各级状态自左向右移到下一级,未级输出一位数,与此同时模2加法器输出值加到移位寄存器第一级,从而形成移位寄存器的新状态,下一个时钟节拍到来又继续上述过程。
未级输出序列就是伪随机序列。
图10.8是该PN序列发生器的仿真原理图。
图10.9是其产生的伪随机序列an=100110101111000100110101111000…,这是一个周期为15的周期序列。
改变反馈逻辑的位置及数量还可以得到更多不同的序列输出。
m序列产生器的结构
如上小节所述,7级线性移位寄存器,能产生的序列的最大可能周期是p=27-1。
这样的序列叫最大长度序列或m序列。
m序列具有许多优良特性,是最常采用的扩谱码序列。
它具有如下性质:
1)平衡性:
最大长度序列中1的数目比0始终多1个,且1的个数为2r,0的个数为2r-1。
2)移位可加性:
某个m序列同相移为任意值的同一m序列的模2和是另一相移的m序列。
在实际工程应用中,m序列既可以用硬件产生,也可以用软件产生,然后存在ROM中通过相应的时钟同步输出。
在硬件中可使用移位寄存器,也可用声表面滤波器件等延迟线来产生。
用移位寄存器产生m序列,从结构上又有两种方式。
一种是简单线性码序列发生器(SSRG),其反馈信号的抽头通常用[a,b,c,…n]s的形式表示;另一种是模块式码序列发生器(MSRG),其反馈信号的抽头通常用[a,b,c,…n]m的形式表示。
第一种结构如图10.10(a),参加反馈的各级输出经多次模2和后把最后结果送入第一级。
第二种结构如图10.10(b),多级的输出都可能与反馈信号模2和后送入下一级,因为n级码产生器是由n个相同模块构成,因而称为模块式结构,每个模块中包括一级触发器和一级模2和加法器构成。
可以证明,这两种结构是等价的,即可产生同一m序列,不同的是前一种因多个模2和是串联的,所以延时大,工作速度较低,后一种模2和在各级触发器之间,模2和的动作是同时并行的,所以延时小,工作速度高。
摩托罗拉(Motolora)公司把四个模块集成在一起,型号为MC8504。
需要注意的是,不管哪种结构都需有全“0”启动电路,否则由于某种原因(如启动)发生器可能死在全“0”状态。
另外还可以证明,m序列都存在一个与之对应的反商(或反码),有时也称为镜像序列。
两者输出的0、1序列在周期内输出次序正好是镜像的。
并且本原多项式的反商也是本原多项式(本原多项式性质)。
反商定义为:
当n=4时
是本原多项式反商
同样上小节中的[3,4]s与[1,4]s也互为反商。
图10.11是它们的序列输出波形比较图。
戈尔德(Gold)码
当选用伪随机序列作为码分多址通信的地址码时,m序列有很大的局限性。
这主要是因为由m序列组成的互相关特性好的互为优选的序列集很少。
例如,9级移位寄存器产生的m序列有48个,取出一个序列,只能找到12个m序列与其相关的互相关值最大值等于33。
但找不到多于3个序列的组,其中任意两序列之间的互相关最大值等于33。
如果要求的地址数多,只有降低对互相关的要求。
例如,当互相关值不超过65时,可以从48个序列中挑选出几组由6个m序列组成的集。
Gold码是Gold于1967年提出的。
产生Gold码的方法有两种,它是用一对优选的周期和速率均相同的m序列的移位寄存器串连或并联后得到的。
通常多使用并联结构,即将两个m序列进行模2和后输出。
其构成原理如图10.13所示。
Gold码具有良好的自、互相关特性,而且可以用作地址码的数量比m序列要多得多。
因此,Gold码在码分多址通信,组网工作的雷达及报警系统等许多工程领域得到了广泛的应用。
图10.14是Gold码产生的仿真原理图,对应本原多项式
其输出的码序列波形如图10.15所示。
JPL码
虽然m序列具有很好的自相关特征,其鉴别指数很大,为2n。
但是,不管对于码分多址通信还是测距,在一些情况下要求码捕获快时,m序列还是不够理想。
对测距常要求码周期很长,减小模糊距离,测距精度又要高,即码速率很高(Tc很小),同步又要快。
对于m序列,周期要求很长时,其同步时间一般也很长(用一般的远距搜寻方法),不能满足使用要求。
另一种组合码称为JPL测距码,其构造特征非常适合与远距测距,码周期很长,但是同步很快。
Gold码可由相同长度的m序列模2和产生。
如果将两个或两个以上的周期长度是互质的m序列模2和,则可产生JPL测距码(JetPropulsionLaboratory喷气推进实验室)。
假定有三个长度分别为2n-1、2m-1、2p-1且三个互质,则产生的JPL码周期长达(2n-1)*(2m-1)*(2p-1),如图10.16所示。
JPL码捕获时间很短,JPL码的用途之一就是用于扩频码的快捕。
另外,由于JPL码的码长很长,如把很长的JPL码(码产生器并不长)用于测距则可以消除距离模糊。
JPL码的捕获过程如下:
以包含两个分码为例。
先用一个分码与组合码互相关,一旦一个分码与嵌在组合码中的它的对应的分码实现同步时,就会使互相关值超过一定的门限,然后开始第二个分码的捕获。
需要注意的是,这里对JPL码实现快捕是在信噪比较高时才能可靠的实现。
图10.17是一个JPL码发生器的仿真原理图。
为简单起见三个分码使用了寄存器长度分别为2、3、4的本原多项式抽头。
图10.18是其JPL码输出序列的波形。
发射参考信号的码同步方式
在所有扩频通信系统中码同步是必不可少的。
与接收码同步的本地参考PN码是对期望信号实现去扩谱和对非期望信号(噪声、干扰)扩谱的关键。
系统的同步性能直接影响系统的接收性能。
通常我们在分析扩频系统性能时都是假定发射机和接收机之间是同步良好的(就码同步而言),即假定到达接收机的编码信号在码的波形相位和它的比特速率两个方面相对于接收机的PN参考码在时间上都是准确一致的。
实际上,为保证收发二者PN码的精确同步,必须在发射机和接收机中都使用精度较高的振荡器和码同步电路,因而成本和技术复杂程度也随即增加。
采用了稳定度极高的频率源依然不可能完全消除所有的不稳定因素。
例如对有相对运动的发射机和接收机,多普勒频移和多径衰落将对系统的同步产生不良影响,即使对于固定位置的收发系统,也会由于传输信道的变化而引起码相位和载波频率的变化。
因此在实际系统中要作到准确同步是相当困难的。
迄今为止,人们花费在发展和改进码同步技术上的时间、精力和金钱远比在扩频系统其它方面要多得多。
因此,在某些应用场合(如无线网卡、无线遥控、遥测接收机)要求接收机体积小、成本低时,可以使用传输参考信号法来简化扩频系统的同步问题,从而进一步降低系统成本。
扩频通信系统中码同步的精度及其电路的复杂程度直接影响系统的性能、体积和成本。
采用发射参考信号法可以简化接收机端的码同步电路,从而大大减小扩频接收机的体积和成本。
发射参考信号法是指在传输扩频信号的同时在另一路载波或副载波上再传输一路PN码,在接收端使用收到的PN对扩频信号进行解扩的方法。
本节给出了一个采用参考信号直接序列扩频的实际例子,它采用MAXIM芯片组实现了UHF频段的带有参考信号的直接序列扩频系统,并通过SystemView软件进行了仿真。
发射参考信号法
当接收系统必须尽可能简单时,发射参考信号法(以下简称参考法)可以用于起始同步捕获、跟踪。
参考法接收机既不用码序列发生器也不用其它的本地参考振荡器,扩频编码参考信号(PN码)由发射机产生,并同载有实际信息的信号同时发射。
跳频和直序扩频两种系统都可以使用发射参考信号法。
图10.19所示是一个发射参考信号法直接序列扩频系统的原理图。
其中fc1和fc2采用同一扩频码调制,fc1用于传送信息,fc2不携带信息,它同fc1相差一中频fIF。
在接收机端将两信号混频后自然成为去扩频中频信号,再经解调器输出信号。
参考法接收机的工作过程完全和使用本地参考信号的任何其它接收机一样。
差别在于参考法的本地PN码是在发射机中产生,并与要解调的信号一起发送到接收机。
这两个载波频率之间偏离的大小等于接收机的第一级中放频率,当混频时就产生相关中频信号。
在接收机必须限制成本、重量或尺寸时,参考法有明显的优越性,因为它不需要PN码序列发生器、码捕获、同步和跟踪电路,以及任何与码相关的电路。
同时参考法接收机对多普勒频移的影响不敏感,非常适合运动速度较快的目标使用。
但是,参考法也有其缺点:
首先,抗干扰性能降低。
当系统噪声加大或外界干扰存在两个信号的频差为中频时,这些能进入接收机高频系统的干扰信号都能对系统造成干扰,而不受扩谱处理增益的抑制;其次,接收机参考信号不是本地产生,而是经传输产生,因而引进了噪声,使接收系统的性能降低,从而使实际的扩频增益小于理论值。
参考法直接扩频试验电路
图10.20所示是一个完整的参考法直接序列扩频通信系统信道部分的实验电路,包括一个发射机和一个接收机,系统工作在350MHz的UHF频段,稍加改进即可工作在IEEE802.11协议规定的2.4G频段。
在发射机和接收机中除中频使用了声表面波(SAW)带通滤波器外,其余的滤波器均为RC或LC滤波器,同时在本振、混频器和射频输入输出放大器等部位使用了多片MAXIM公司的RF集成电路组件以减小系统的体积和功耗,同时可以使用2.7V至5.5V的电源供电。
为了简明起见,框图中有少数放大器和滤波器未能详细画,但在下一小节的系统仿真实验中给出了较为详尽的分析。
1) 数据与扩频码的预处理
实验电路中数据率设为1MHz(根据实际需要可作适当修改),扩频码为11MHz,在发射机的输入端有两路输入,一路是扩频码,另一路是扩频码与信号模2和后的波形,它们分别与一次中频本振信号的正弦和余弦信号混频调制。
如果直接将扩频码和数据信号异或后进行中频调制,则中频信号的频谱是典型的SinX/X图形,如图10.21(a),它的旁瓣仅比主瓣小13dB,而IEEE802.11协议规定旁瓣比主瓣至少要小30dB。
因此,在信号源和混频器之间加入了一个截止频率为7.7MHz的Butterworth低通滤波器,使中频信号频谱的旁瓣比主瓣小36dB,如图10.21(b)。
考虑滤波器的噪声和非线性等因素后仍满足30dB的要求。
同样在对称端也需加入参数相同的滤波器以保证参考信号的特性一致。
MAX280为5阶Butterworth低通滤波器。
图10.21所示的分别是使用Butterworth低通滤波器前和使用后的一次中频调制频谱图形。
2)系统的天线和传输损耗
由于使用了11MHz的扩频码,调制后的信号将占用22MHz的带宽,扩频以后的信号带宽如图10.22所示,包含信号和参考信号的两个主瓣分别在350MHz和320MHz中心频率的带宽为±22MHz,发射机和接收机天线的带宽覆盖范围至少应满足335±27MHz。
显然,传统的UHF窄带鞭状天线无法满足上述要求,可以考虑使用其它类型的的宽带天线,如飞机上使用的翼形天线。
另外,设发射机的输出功率为18dBm,假设接收机可以在0—100dB传输损耗的环境下工作,则接收机的灵敏度设计为-87dBm左右。
后面仿真所列的实验数据都是假设传输损耗为75dB时得到的。
3)发射机
发射机的数据—中频调制器为两个特性一致的MAX2660,使用了两个频率较高的一次中频(130MHz和100MHz)作为本振输入,分别调制扩频数据和扩频参考信号,两者之间的差频为实际的中频(30MHz),因此在接收机端解扩后的中频为30MHz。
使用两个频率较高的一次中频的目的在于使用声表面滤波器(SAW)作中频滤波器时有较好的频带特性。
通常SAW有10dB左右的损耗。
一次调制后的信号经与220MHz的本振混频后得到两路射频,fc1为350MHz,fc2为320MHz,则fIF=350MHz-320MHz=30MHz。
发射机射频信号的功率谱如图10.22。
发射机的中频—射频调制器选用了MAX2510,它是具有射频预放功能的双路平衡混频器,内置0°—90°本振移相电路和具有增益系数的下变频混频器。
只需在它与天线之间加入LC带通滤波器和射频功放及低噪声放大器(LNA)就可构成完整的RF单元。
发射机的功放和接收机的低噪声放大器(LNA)都使用了MAXIM的集成组件,因幅面限制没有在图中画出,另外还有交替放置的几个LC二阶滤波器组也未画出。
发射机的输出功率为18—20dBm,约70—100mW。
4)接收机
接收机的射频—中频转换器为MAX2510内置的下变频混频器,由于与发射机使用同一本振,且共用同一芯片,因此没有考虑-80dB的本振泄露。
减少本振泄露是非常有必要的,因为各级之间的频率都与其它滤波器的截止频率很接近,所以在设计时可考虑在两级混频器之间增加屏蔽。
解扩频混频器的输入级被分为两个通道,与两个SAW滤波器相连(中心频率为100MHz和130MHz,带宽BW为±8.5MHz,与发射机端特性相同)。
解扩频混频器的输出如图10.23所示。
该信号经Costas环解调后还原成原始数据。
Costas环的输入信号实际上是原数据信号(1MHz)在30MHz载波上的已调信号。
由于没有对应的MAXIM的集成电路,有关Costas环的设计可参考相关文献。
另外,对于Costas环的输出来说,可能存在“倒π”现象,及I路的输出相对输入数据的相位不是0°就是180°。
通常在数据通信中差分数据编码方案,因此对Castas环的0/180°输出并不敏感。
图10.24显示了原始输入数据的波形经过适当延时后与解调后的信号叠加在一起的波形。
系统性能分析及仿真
1)系统性能分析
根据上述实验电路和分析结论建立了如图10.25所示的SystemView仿真模型。
在建立仿真模型时,根据MAXIM手册提供的具体参数,已考虑了各器件的固有噪声和温度影响。
因此,以下的噪声分析及实验主要是针对系统频带内的各种干扰和噪声进行。
噪声和干扰的仿真通过对图10.25中的模块2加入假定噪声或干扰信号来实现。
系统的占用22MHz带宽,在数据率为1M时,理论增益为13.4dB。
这个扩频比是便于计算机快速仿真设定的,实际使用时可根据所需要的干扰容限、数据率和扩频增益等要求酌情调整。
前面提到由于参考信号不是在本地产生,而是通过信道传送得到,因此引入了噪声。
下面分两种情况考虑干扰或噪声对系统性能的影响。
读者在仿真时可自行决定加入噪声或干扰类型。
当系统仅参考信号受到连续信号干扰而信号未受干扰时,与普通的直序扩频系统中仅是信号受到干扰的情况一样,只要干扰不超过系统的干扰容限都能正常工作。
这是因为,如果不考虑发射信号与参考信号所调制的频率,则参考信号可以认为是伪码与数据信号作了两次模二和运算,而发射信号仅作了一次模二和运算。
这时,可等价地认为发射信号就是参考信号而受干扰的参考信号则为有用信号。
同理,因参考信号通过各级放大器、混频器处理产生的信噪比损失理论上与未使用参考法的直接序列扩频的系统执行损耗相等,相当于增加了等量的码噪声,所以参考法接收机的系统执行损耗不大于直接使用本地参考信号直序扩频系统的2倍。
通常这种损耗为1—2dB,本系统仿真结果为3dB左右。
当选用适当的码数比获得较高的扩频增益时,与简化系统带来的利益相比,这种损耗可能已无关紧要。
比较复杂的情况是有用信号和参考信号同时受到干扰。
最坏的情况是在频带内受到两个差频恰好为中频的干扰,两个干扰信号同时超过系统干扰容限的一半时,系统将完全被阻塞而不能工作,但干扰消除后系统会立刻恢复而无须其它直序扩频系统的同步重建立过程。
这既是其缺点,又是其优点。
为对付这种人为的干扰,最好的办法是保护中频,使中频在一定范围内变化。
在受到这种干扰时,通常有关扩频系统性能的分析已不适用于本系统。
系统的性能取决于干扰信号的强度、该频差与中频相差的大小、数据率带宽及下级Costas环的精度。
这种情况下系统的干扰容限将下降3—5dB,甚至更多。
因此在设计类似系统时,中频取值应尽可能高,至少要大于扩频信号的带宽,即两者的差频要大于扩频信号的带宽。
这样,有限带宽干扰信号同时落在二者带通内的可能性要小得多(因为发射信号和参考信号频谱之间有一段凹陷的带阻区)。
同时也有利于使用外差式相关器,使干扰信号仅在相关器之前有作用,而不会通过相关器泄露到后级电路。
2)实际电路的SystemView仿真
针对上述的实验电路以及MAXIM器件手册中提供的芯片的具体参数(包括噪声特性、增益、带宽、温度系数等),我们构建了它的SystemView系统仿真电路。
如图10.25所示,
仿真电路共使用了四个系统子模块来分别仿真发射机和接收机的一次、二次、三次变频电路。
发射机和接收机中SAW滤波器的频率响应特性用通常的有限冲击响应滤波器(FIR)来仿真,为加快计算机仿真的运算速度,对FIR滤
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