IGBT指南剖析.docx

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IGBT指南剖析

介绍：

因为IGBT具有简单的门极驱动和较低的导通损耗，所以在大电流和大电压的应用场合中它迅速取代了双极性功率晶体管。

而且它在开关速度，导通损耗和耐用上的良好的折衷使得它在高频和高效领域中能逐步替代MOSFET的位置。

实际上，除了十分低电流的应用，工业生产的趋势是用IGBT取代功率MOSFET。

为了帮助理解折中和帮助电路设计人员更好的选取和应用IGBT，这个应用文件提供了一个简单的IGBT技术的介绍和APTIGBT的数据表。

怎样选择IGBT

这个部分被专门放在技术文章之前。

下列棘手的问题的答案将帮助确定那些IGBT适合于特别的应用。

在NPT和PT之间的不同过会儿以使用条件和图的形式解释。

1．工作电压是多少？

使得阻断IGBT的最高电压应该不大于VCES的80%

2．它是硬开关还是软开关？

因为他们拖尾电流较小，所以PT更适合于软开关，但NPT也可工作于软开关。

3．流过它的电流是多大？

前两数字给出一个可用的电流的大概的指标。

在硬开关应用中，频率-电流曲线将有助于决定该器件是否适合该应用。

数据表中的测试条件和实际应用中的不同应该被考虑在内。

使用的示例将稍后给出。

在软开关应用中，应该将IC2作为起始点。

4．希望的开关速度是多少？

如果答案是越快越好的话，那么PT就是最好的选择。

另外，在硬开关应用中频率-电流曲线将有助于解决这个问题。

5．短路能力能达到要求么？

在类似于电机驱动的应用中，答案是肯定的，而且此时开关频率相对较低。

NPT是达到要求的。

开关电源一般不要求短路能力。

图1N-沟道IGBT横断面

一个N-沟道的IGBT是在N-沟道功率MOSFET基础上构造出一个p类型衬底。

象图1中所显示的一般的IGBT横断面那样。

（PTIGBT是另外加了一层n+）。

结果上，IGBT的工作特性和功率MOSFET是十分类似的。

发射极和门极的正电压使得电子能在体区中向门极流动。

如果门极-发射极电压等于或大于阀电压，那么将有足够多的电子穿过截面聚集到门极形成导通沟道，使得电流从集电极流到发射极（精确的说，是允许电子从发射极流到集电极）。

而电子的流动使得正离子（空穴）从p类型的衬底向发射极方向进入漂流区。

这使得IGBT的等效电路如图2。

图2IGBT等效电路

第一个电路表示是在一个达林顿构造中用一个N-沟道的功率MOSFET来驱动一个PNP双极型晶体管。

第二个电路简单的表示为一个二极管和一个N-沟道的功率MOSFET串联。

大概看一下，IGBT自身的导通压降是一个二极管的压降加上一个N-沟道的功率MOSFET的压降。

而实际上IGBT的导通压降总是至少等于一个二极管的压降。

然而，和功率MOSFET相比，在相同体积，相同温度和电流下，IGBT有较低的导通压降。

原因是因为MOSFET的主要载流子只有一种，象N-沟道的MOSFET的载流子只有电子。

就象前面所提到的，在N沟道的IGBT中p类型的衬底将空穴注入到漂移区。

因此，IGBT的电流是由电子和空穴构成的。

空穴（少子）的注入显著的减少了漂移区的阻抗，增加了电导。

所以，IGBT与功率MOSFET相比最大的优点就是减少了导通压降

天下没有免费的午餐，低导通压降的代价是降低了开关速度，尤其是关断时间。

这是因为在关断时电子突然停止流动是通过门极和发射极的电压小于阀值电压来实现的。

但是，空穴在漂移区中，是没有办法将它们移走的，除了电压梯度和空穴的重新复合。

IGBT在关断时有一个拖尾电流，直到所有的空穴被移走或复合。

复合率是可以控制的，即n+耗尽层的目的，如图1。

耗尽层在关断时快速的吸收空穴。

并不是所有的IGBT都有n+耗尽层，含有的称之为PT，不含有的称之为NPT，PTIGBT一般被归结为不对称型，NPTIGBT一般被归结为对称型。

另一个代价是当IGBT不在数据表所规定的范围内工作时会发生擎住效应。

它是一种错误模式，此时IGBT不再能门极关断了。

当任何IGBT被误用时都有可能发生擎住效应。

因而，它可以解释一些问题

基本的IGBT类似于一个晶体管，称之为PNPN结。

这个可以通过分析更详细的电路模型来解释，如图3。

图3类似于晶体管的IGBT模型

在所有的N沟道的MOSFET和N沟道的IGBT中都存在一个寄生的NPN。

晶体管的基极是IGBT中的体区，为防止它开通，用发射极将PN结短路。

要注意的是，模块中含有一些称之为扩展电阻的阻抗，如图3。

IGBT中PNP部分是由P型衬底，漂移区和体区构成。

PNPN构造形成了寄生的晶体管。

如果寄生NPN晶体管开通，并且NPN和PNP增益的之和大于1，就会产生擎住效应。

擎住效应可以通过对IGBT设计来避免，如优化杂质层，改变不同区域的几何形式。

NPN和PNP的增益之和被设置成小于1。

当温度增加的时候，PNP和NPN的增益和体区扩展电阻也随之增加。

非常高的集电极电流能提供足够的压降使得NPN管开通，管芯内额外的热量会增加寄生晶体管的增益使其增益之和大于1。

如果这个情况发生，寄生晶体管就擎住，IGBT就不能通过门极关断，并且可能因为过流而损坏。

这是静态擎住效应。

关断时较高的dv/dt和过多的集电极电流也能导致增益的增加和NPN管的开通。

这是动态的擎住效应，它限制了安全工作区域的大小，因为它发生时的集电极电流比静态擎住效应时的低很多，同时它还取决于关断时的电压变化率。

如果不考虑关断时的dv/dt，则只要IGBT工作在最大电流和安全工作区范围内，静态和动态的擎住效应就不会发生。

可以通过对门极阻抗的调节来决定开通关断时的电压变化率，过冲和振荡。

NPT和PT技术：

导通损耗：

当开关速度给定时，NPT技术的VCE（ON）一般高于PT技术。

因为NPT的VCE（ON）是随着温度的增加而增加的（正温度系数），PT的VCE（ON）是随着温度的增加而减少的（负温度系数）所以这个差别就更大了。

但是，对于任何IGBT，无论是PT还是NPT，开关损耗和VCE（ON）。

高速的IGBT的VCE（ON）高，低速的IGBT的VCE（ON）低。

实际上，一个十分高速的PT的VCE（ON）是有可能比有低速开关的NPT的VCE（on）高。

开关损耗：

当VCE（ON）给定时，PTIGBT有较高的开关速度和较低的开关能耗。

这是因为较高的增益和少数载流子的寿命的减少减小了拖尾电流。

可靠性：

NPT有很典型的短路能力，而PT一般没有。

NPT比PT能吸收更多的雪崩能量。

NPT更加可靠，因为它有较宽的基极和较低的PNP管的增益。

这是通过对开关速度的折中所带来的主要的优点。

PTIGBT的VCES很难大于600V，而NPT却很容易达到的。

APT提供了一系列非常快速的1200V的PTIGBT，第七代MOS管IGBT系列。

温度的影响：

对于PT和NPT的IGBT，开通时开关速度和开关损耗实际上是不受温度影响的。

二极管的反向恢复电流是随着温度的增加而增加的。

在功率电路中受温度影响的外部二极管将影响IGBT的开通损耗。

对于NPTIGBT，关断速度和开关损耗在温度变化范围内是相对不变的。

对于PTIGBT关断速度和开关损耗结果上是随着温度的升高而升高的。

但是，拖尾电流的减少其开关损耗也随之减少。

就象前面所提到的，典型的NPTIGBT具有正的温度系数，这使得它们适合与并联，因为一个较热的元件比一个较冷的元件能流过更少的电流。

所以所有的仪器很自然的就能起分流的作用。

通常的误解是PTIGBT因为它们是负温度系数而不能被并联。

PTIGBT能并联的原因如下：

1．它们的温度系数接近于零，并且当流过较高的电流时温度系数有时会变成正的。

2．通过散热器，热量的均分能强迫器件的分流，因为热的器件会给相邻的器件加热，这样就降低了它们的导通压降。

3．受温度系数影响的参数在器件中被很好的匹配

APT的IGBT：

APT提供了三种IGBT，它们覆盖了应用中的大部分范围：

第七代功率MOS管系列：

600V和1200VPT技术的IGBT，在编号中为“GP”，是市场上最快的IGBT，是专门为高频（与/或）对拖尾电流很敏感的应用（如软开关）所设计的

雷电系列：

600V仅使用NPT技术的IGBT，编号为“GT”，在硬开关应用中频率能达到150KHZ，，抗短路能力强，适合用于开关电源和电机驱动。

快速系列：

600V，1200V使用NPT技术的IGBT，编号为“GF”，抗短路能力强，导通压降低，适合于低于100KHZ的硬开关的应用中，如，电机驱动。

APT的第七代功率管是唯一的有极快的开关速度和合并了一个金属的门极和开放单元式的构造。

这样的结果是有了极其低的EGR（equivalentgateresistance,EGR）典型值是一个欧姆。

比门极用多晶硅的器件的EGR要低一到两个数量级。

低的EGR能加快开关速度和降低开关损耗。

合并了一个金属的门极和开放单元式的构造可以产生极其均匀，快速激励的门极，这种结构可减少开关瞬态过程中发热点，从而增加可靠性，开放单元结构也可增加对于生产过程中所产生的缺点的容忍度。

数据表排版：

由APT提供的数据表的目的是给功率电路的设计者门提供一些有用和方便的相关信息，包括在某个应用中针对某个情况的合适的器件的选取。

图表能帮助设计者门从一个工作条件下的设定推出其它的。

但是测试结果是与其电路有关的，尤其是依赖于集电极和发射极杂散电感，门极驱动电路的设计以和布板，所以不同的测试电路有不同的测试结果。

下列的排版提供了APT数据表的定义和关于IGBT性能的详细介绍。

最大额定值：

VCES-Collector-EmitterVoltage

这是当门极和发射极短路时集电极和发射极之间的最大电压。

这是最大的额定，它取决于温度，实际上允许的最大集电极和发射极电压要小于VCES。

见静态电气性能中的BVCES的描述。

VGE-Gate-EmitterVoltage

VGE是门极和发射极之间连续的最大电压。

它的目的是防止门极氧化物被击穿和限制短路电流。

实际上，门极氧化物的击穿电压是明显高于这个，在任何时候，只要工作电压低于这个额定电压就能保证应用的可靠性。

VGEM-GateEmitterVoltageTransient

VGEM是门极和发射极之间的最大脉冲电压。

他的目的是防止门极氧化物被击穿。

门极的瞬态过程不仅可以通过门极驱动信号，还可以通过在门驱动电路中的杂散电感和门极－集电极之间的电容引发的。

如果门极的振荡幅度大于VGEM，那么电路中的杂散电感需要被适当的减少，（与/或）门极阻抗需要被增加来减小开关速度。

除了功率电路的布板，门极驱动电路的布板也是重要的，合理的布板可减小有效门极驱动回路面积以和杂散电感。

如果使用了齐纳管，我们建议把它连接到门极驱动和门极电阻之间，而不是直接接到门极上。

负的门极驱动不是必须的，但是可以被用于实现最大的开关速度，因为可以避免由于电压变化而引起的误开通。

如果想获得更多的关于门极驱动的信息，请见APT9302。

IC1，IC2——连续的集电极电流：

IC1，IC2是在结点温度最大时管芯中连续的最大直流电流。

它们是以结点到外壳的热阻值以和外壳的温度为基础的，详见如下：

这个式子简要的说明了可以消耗的最大热量，

，等于由导通损耗产生的最大允许的热量

。

这里不包含开关损耗。

当然VCE（on）取决于IC（还有结温）除了相对较低的电流，VCE（on）和IC的关系是近似线性的，如图5。

图5VCE（on）和IC的近似线性关系

VCE（on）的曲线是在高温下做出的曲线，VCE（on）的弯曲部分是处于温度上升阶段。

（为了计算数据表中的数值，考虑到不同器件之间的差异，APT使用了最大的VCE（on），它比典型值要高）

VCE（on）和IC的关系如下：

把它代入

（2）式得：

解得：

式（5）中IC是指使管芯加热到在最大结温时的连续直流电流。

IC1是TC为25度时的值。

IC2是TC较高时的值，它比IC1更有用，因为工作温度不可能只是25度，但是它仍然没有将开关损耗考虑在内。

图IC--TC

为了帮助设计者为某个特定的应用选择器件，APT提供了表示最大集电极电流和模块温度关系的图。

曲线图是在整个外壳温度范围内解公式5得到的。

图6为一个例子，从中可以看出，在较低的温度下，封装的引脚而不是管芯限制了电流在100A以内。

图6最大集电极电流——模块温度

使用IC1，IC2额定值

IC1，IC2额定值和最大集电极电流——模块温度的图在最大结点与外壳之间热阻的基础上简单的显示了器件能承受的连续的最大理论直流电流。

它的目的主要是比较器件的优点。

在软开关应用中，选择器件时IC2是一个较好的起始点。

在硬开关或软开关应用中，器件能够安全的流过电流的大小取决于：

1．开关损耗

2．占空比

3．开关频率

4．开关速度

5．散热器散热能力

6．热阻和脉动

所以是你不能简单的假设器件在某个开关模式的功率变换器下能安全的流过相同的电流，就象IC1，IC2额定值或最大集电极电流与外壳温度曲线图所示的那样。

如果你在选择适合你应用的器件或模块时需要提供帮助，则APT可以提供技术支持

ICM——脉冲集电极电流

这个值是表示器件能承受的最大集电极脉冲电流，它比连续直流电流大很多。

定义ICM的目的如下：

1．使得IGBT工作在转移特性的线性区域。

见图7。

对应不同的门极-发射极电压（是IGBT能开通）就有一个最大集电极电流。

如图7中，门极-发射极电压为一个给定值，当IC超过线形区域的转折点以后，那么集电极电流的增大就会导致集电极-发射极电压的显著增长，同时增加了导通损耗并使得器件容易损坏。

对于典型的门极驱动电压，ICM应低于那个转折点。

2．为了防止器件烧毁和发生擎住效应。

尽管理论上脉冲宽度很小以致于不会使管芯过热，但是如果明显超过了ICM的话会导致局部管芯过热，这样会烧毁器件或发生擎住效应。

3．为了防止管芯过热。

在根目录“可重复值：

脉冲宽度由最大结温所限制”表示ICM是以受脉冲宽度所限制的热阻为基础的。

有两个原因总是对的：

a．在发生损坏，管芯温度大到超过最大结温之前之前ICM是有一定余地的

b．不管实际损坏的机制是什么，最后总是因为过热而损坏的。

4．为了避免通过线路的额外的电流所带来的问题，尽管可能是流过管芯过多电流所带来的首要问题。

图7IGBT转移特性

考虑到关于ICM的热量限制，温升取决于脉冲宽度，脉冲间隔时间，热量的扩散和VCE（on），还有脉冲电流的幅值和形状。

工作于ICM的限制范围内并不能保证最大结温不会被超过。

参见在一个电流脉冲中通过最大瞬态热阻曲线来预测结温讨论。

ILM，RBSOA，andSSOA——SafeOperatingAreas

这些定义都是相关的。

ILM是在没有缓冲器硬开关应用中器件能安全开关的带箝位的负载电流。

测试条件是专门的（外壳温度，门极阻抗，箝位电压，等等）。

ILM是受关断瞬态所限制的，即门极正偏和在零或者负偏时开关。

因此，ILM和反偏安全工作区域（RBSOA）是类似的。

ILM是最大电流，RBSOA是在特定电压下的最大电流。

安全工作区域开关（SSOA）简单的说是在VCES时的RBSOA。

前向偏置安全工作区域（FBSOA）包括了开通瞬态过程，它的典型值比RBSOA大很多，并且它的典型值没有在数据表中列出来。

只要没有超过额定值，电路设计者就没有必要担心缓冲区，最小门极阻抗，或电压变化率的限制。

EAS—单相脉冲雪崩能量

所有器件都是用EAS来定义雪崩能量。

雪崩能量的额定值与是无箝位的感应开关的额定值意思是相同的。

EAS包括热量限制，缺陷限制和表示在25度时在最大允许外壳温度以内能安全的吸收多少反向雪崩能量。

第七代的MOS管中的开放式单元结构减小了EAS中的缺陷。

即在封闭单元结构中的缺陷能导致器件在雪崩时发生擎住效应。

没有通过测试就不要使使IGBT工作在雪崩条件下。

测试电路的条件在根目录中列明了，并且EAS等于

，L是电感值，iC是峰值电流，会在测试时突然加到器件的集电极。

IGBT的击穿电压的电感电压就会导致雪崩击穿。

雪崩击穿时允许电感电流流过IGBT，尽管IGBT是关断的。

储存在电感里的能量和漏感能量，（与/或）杂散电感能量相似，都是测试中器件上消散的能量。

在应用中，如果漏感和杂散电感引起的振荡幅值并没有超过击穿电压，那么器件就不会发生雪崩效应，因此也不需要消散雪崩能量。

器件的雪崩能量提供了一个依赖于器件额定电压和系统电压降额度的网络，包括尖峰。

PD-总共耗散的功率

是指器件在最大结温和壳温在25度时的热阻的基础上能耗散的最大功率。

当外壳温度大于25度时线形降额度与

成反比。

TJ，TSTG——OperatingandStorageJunctionTemperatureRange

是指允许储存的和工作时结点温度的范围。

这个范围的极限是要能保证器件能达到最低寿命。

小于这个范围工作能显著的提高工作寿命。

实际上结温和工作寿命是一个指数的关系的，但是作为“首要规则”，只考虑温度的影响，结温每减小10度，工作寿命能提高一倍。

静态的电气性能

BVCES-集电极——发射极击穿电压

测量实际的集电极-发射极击穿电压而不毁坏器件实际上是不可能的。

因此，BVCES是指在特定温度流过不超过指定的集电极电流时的集电极-发射极电压。

这是实际的击穿电压的轨迹。

图8规格化的击穿电压-结温

如图8所示，BVCES是正温度系数。

当漏电流固定时，IGBT在热的时候比在冷的时候能承受更高的电压。

事实上，在冷的时候，BVCES的值比VCES要小。

例如图8中，-50度时BVCES只是25度时的93%。

RBVCES——ReverseCollector-EmitterBreakdownVoltage（反向集电极-发射极击穿电压）

这是反向集电极-发射极击穿电压，也就是，当发射极电压比集电极电压高。

象BVCES一样，RBVCES是在特定温度流过不超过指定的发射极电流时的发射极-集电极电压。

典型值是15V，但是RBVCES通常不是指定值，因为在设计时IGBT不是用来承受反向电压。

即使理论上NPTIGBT能承受与正向电压相同的反向电压，一般来说，因为制造工艺的问题是不能承受这么高的电压的。

PTIGBT因为n+缓冲层的关系，不能承受十分高的反向电压。

VGE（th）——门极起始电压

这是集电极电流开始流动时的门极-源极电压。

测试条件（集电极电流，集电极-发射极电压，结温）也是给定的。

所有MOS管的呈现出VGE（th）的不同。

因此，VGE（th）的范围是给定的，从最小到最大表现出VGE（th）的分布范围。

VGE（th）是负温度系数，意味着当管芯温度升高时，IGBT开通时的门极-发射极的电压较低。

这个温度系数的典型值是12mV/℃，和功率MOSFET是一样的。

VCE（on）——集电极-发射极导通压降

这是当集电极电流、门极-发射极电压和结温给定时的集电极-发射极电压。

因为它受温度影响很大，所以给出了在室温和高温时的值。

图显示了典型集电极-发射极电压和集电极电流、温度和门极-发射极电压之间的关系。

从图中可以看出，电路的设计者可以预测导通损耗和VCE（on）的温度系数。

导通功率损耗等于VCE（on）乘以集电极电流。

温度系数是一条VCE（on）和温度的曲线。

NPTIGBT有正的温度系数，意味着当结温升高时，VCE（on）升高。

从另一方面PTIGBT倾向于负的温度系数。

它们的温度系数都是随着集电极电流的增加而增加的。

当电流变大时，PTIGBT的温度系数实际上是由负变到正。

ICES——集电极截止电流

这是当集电极-发射极电压和门极-发射极电压给定时，器件关断时从集电极到发射极的漏电流。

因为漏电流随温度增长，所以给出了室温和高温时的ICES。

它引起的损耗是ICES乘以集电极-发射极电压。

IGES——门极-发射极漏电流

当门极-发射极电压给定时的门极漏电流。

动态性能

图9显示了IGBT的等效电路，包括端子之间的电容，即输入，输出，，反向转移电容是这些电容的组合。

见APT0103获得更详细的信息。

测量电容的测试条件是数据表中给定值。

图9IGBT电容

Cies——输入电容

这是集电极和发射极之间对交流信号短路时的门极和发射极之间的输入电容。

Cies是由门极-集电极电容和门极-发射极电容并联构成：

当输入电容被充电达到阀值电压时器件开通，当放电到plateau电压时关断。

因此，在开通和关断延迟时间是与驱动电路的阻抗和Cies有直接的关系。

Coes——输出电容

这是当门极和发射极之间对于交流短路时集电极和发射极之间的输出电容。

它由CCE和CGC并联构成：

在软开关的应用中，Coes是十分重要的，因为它能影响到电路的谐振

CRES——反向转移电容

这是当发射极接地时的集电极和门极之间的电容，它等于门极和集电极之间的电容：

Cres=CGC

反向转移电容，通常被作为米勒电容，它是影响开关时的电压上升和下降时间的主要参数之一。

图10电容——集电极-发射极电压

图10显示了典型电容值—集电极-发射极电压的一个示意图。

容值随着集电极-发射极电压的增加而减少，尤其是输出电容和反向转移电容。

这个变化是门极电荷数据的目的，它是可以被解释的。

VGEP——平台压降

图11显示了门极-发射极电压与门极电荷的关系。

开通顺序是从左到右，关断顺序是从右到左。

测量门极电荷的方法在JEDEC24-2中被描述。

门极平台电压VGEP被定义为开通瞬态过程中门极驱动电流不变时能达到最小门极-发射极斜率时的门极-发射极电压。

换句话说，就是门极电荷曲线在经过第一个转折时的门极-发射极之间的电压，见图11。

相反，VGEP是关断时最小斜率时的最小门极-发射极电压。

平台压降是随着电流的增加而增加的，但是它不随着温度的增加而增加。

当用IGBT替换MOSFET时要小心。

高压的功率MOSFET管在10V或12V的门极驱动电压时可以很好的工作，但是由于平台压降的存在，除非门极驱动电压增加，否则IGBT在大电流条件下开关可能很慢或者不能完全开通。

图11VGE和门极电荷函数关系

从图11可以看出，Qge是曲线中从原点到达第一个转折点时的电荷，Qgc是从第一个转折点到达第二个转折点时的电荷，Qg是从原点到达VGE等于峰值驱动电压时的电荷。

门极电荷是随着集电极电流和集电极-发射极电压的变化而变化的，但是温度对它没有影响。

测试条件是给定的。

而且，门极电荷曲线图的都包含在相同的集电极电流和不同的集电极-发射极电压的数据表中。

门极电荷值可以反映出存储在以前所描述的内部电容中的电荷。

门极电荷通常被用来设计门极驱动电路，因为要考虑到在一个开关尖峰时电容电压的变化。

参考应用文件APT0103，可以获得更多的有关门极电荷的信息。

开关时间和能量

图12导通和开关损耗测试电路

图13开通波形和定义

IGBT的开关时间和损耗不是一直很容易预计的，所以APT在数据表中为硬开关的带箝位的感性开关提供了开关时间和开关能量。

测试电路和定义包含在每个数据表中。

图12为一个用于测量开关时间和开关能量的测试电路，图13显示了互相联系的波形和定义。

下面的测试条件是在动态性能表中给定的：

图12中的VCC，电感电流，门极驱动电压，门极阻抗和结温。

要注意的是门极阻抗中包括了门极驱动芯片的阻抗。

因为开关时间和能量是随着温度的变化而变化的（除了Eout），所以提供了室温和高温下的数据。

图中也提供了开关时间、能量和集电极电流、结温、门极阻抗的关系。

通常来说，开通速度、能量与温度是相对独立的，或者说实际上随着温度的增加开通速度的增加（开通能量的减少）是很小的。

二极管反向恢复电流是随着温度的增加而增加的，就导致了Eon2是随着温度的增加而增加。

下面会定义Eon1和Eon2。

关断速度是随着温度的升高而减小的，从而使关断能量随之增加。