电动汽车驱动电机实训报告材料.docx
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电动汽车驱动电机实训报告材料
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驱动电机
实
训
报
告
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汽工1302
黄祥吉
图给出三相BLDCM控制系统的六开关逆变器拓扑图。
根据无刷直流电机的特点,为了
减小转矩脉动,提高电机控制性能,要求加在电机定子上的电流为方波,并与电机的梯形反
电动势严格同步,每相电流导通120。
表给出图所示的六开关逆变器的开关器件导通顺序。
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由表可见,六开关逆变器中,根据开关器件的状态,可组成
6个状态组合或电压矢量,
即:
(0,一1,1)、(1,一1,0)、(1,0,一1)、(0,1,一1)、(一1,1,0)、(一1,
0,
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1)
,其中,1表示上桥臂导通,一1表示下桥臂导通,0表示没有管子导通。
如(0,一1,
1)
表示B相的下桥臂和C相的上桥臂导通,即
VS5,Vs6导通,A相处于不导通状态。
这
样在任何时刻总是只有两相处于导通状态,即任何时刻总有一相的两个开关器件不参与工
作。
开关磁阻电机的控制系统。
开关磁阻电机作为一种新型调速电机,兼有直流和交流调速的优点,适用的领域很广。
它
是由磁阻电机与电子开关驱动控制电路组成一体的能量换转机构。
如图所示为四相的开关磁阻电机。
图表示导通顺序A、B、C、D时定转子工作情况。
图
4a表示V1导通,A相绕组通电,而其余的三相绕组断电,因此转子磁1.1′受到气隙中弯曲
磁力线的切向磁拉力而产生转矩,使转子沿逆时针旋转,转子磁极1.1′向定子磁极AA′趋近,
直到两者重合。
此时,控制器据位置传感器的关断信号,去控制驱动器,关断V1,切断A
相绕组电流,紧接着控制器根据位置传感器的开、断信号,依次使V2、V3、V4通、断,
使B、C、D相绕组顺序的通与断,使转子受同一方向转矩作用,沿逆时针的运行。
若改变相电流大小,则可改变电机转矩和转速。
总之,国已经开发出了以上四种电机驱动系统,取得了很大的技术进步,已经在车辆上获
得了应用。
但是,还存在着需要改进之处。
就交流感应电机电控系统而言,国的绝大多数电
动效率在70%以上区域围占整个工作的区域还在80%以下;电机在低速运行过程中,输出
转矩脉动性过大;在高速运转时可输出的转矩偏小,加载能力差,且转矩降落略大;甚至在
一定转速围存在较大电磁振动(噪音),有待于进一步解决。
四种电机电控系统的可靠性都
有待进一步提高以适应产业化要求。
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直流电机因其良好的线性特性、优异的控制性能等特点成为大多数变速运动控制和
闭环位置伺服控制系统的最佳选择。
随着计算机在控制领域的发展,直流电机的应用也更加
广泛。
本文主要介绍了采用N沟道增强型场效应管,基于H桥的直流电机驱动控制电路中
H桥功率驱动电路设计、电荷泵电路设计、电机驱动逻辑与放大电路设计,以及直流电机的PWM调速控制。
关键字:
H桥直流电机驱动控制电路N沟道增强型场效应管PWM
1.直流电机驱动控制电路总体结构
直流电机驱动控制电路分为电机驱动逻辑电路、电荷泵电路、驱动信号放大
电路、H桥功率驱动电路等四部分部分,其电路框图如图1所示。
如图所示,
电机驱动控制电路的外围接口简单,主要控制信号有Dir(电机运转方向信号),
PWM(电机调速信号)及Brake(电机制动信号),Vcc为驱动逻辑电路部分提供电
源,Vm为电机电源电压,M+、M-为直流电机接口。
图1直流电机驱动控制电路框图
2.H桥功率驱动电路原理
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H型全桥式电路是使用的最为广泛的直流电机驱动电路,实践证明,H型全
桥式电路便于实现直流电机的四象限运行,即分别对应正转、正转制动、反转、
反转制动。
H桥功率驱动原理图如图2所示。
H
型全桥式驱动电路的4只开关管都工作在
斩波状态。
其中,S1、S2为一组,S3、
S4为一组,这两组状态互补,当一组导通
时,另一组必须关断。
当S1、S2导通时,
S3、S4关断,电机两端加正向电压实现电
机的正转或反转制动;当S3、S4导通时,S1、S2关断,电机两端为反向电压,
电机反转或正转制动。
图2H桥功率驱动原理
图
实际控制中,需要不断地使电机在正转和反转之间切换。
这种情况理论上要
求两组控制信号完全互补,但是由于实际的开关器件都存在导通和关断时间,绝
对的互补控制逻辑会导致上下桥臂直通短路。
为了避免直通短路且保证各个开关
管动作的协同性和同步性,两组控制信号理论上要求互为倒相,而实际必须相差
一个足够长的死区时间,这个校正过程既可通过硬件实现,即在上下桥臂的两组
控制信号之间增加延时,也可通过软件实现,即在状态之前加入适当的延时时间,
一般us级单位的延时即可达到效果。
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图2中4只续流二极管,可为线圈绕组提供续流回路。
当电机正常运行时,驱动电流通过主开关管流过电机。
当电机处于制动状态时,电机工作在发电状态,转子电流必须通过续流二极管流通,否则电机就会发热,严重时甚至烧毁。
3.直流电机驱动控制电路设计
3.1H桥驱动电路设计
在直流电机控制中常用H桥电路作为驱动器的功率驱动电路。
由于功率
MOSFET是压控元件,具有输入阻抗大、开关速度快、无二次击穿现象等特点,
满足高速开关动作需求,因此常用功率MOSFET构成H桥电路的桥臂。
H桥电
路中的4个功率MOSFET分别采用N沟道型和P沟道型,而P沟道功率MOSFET
一般不用于下桥臂驱动电机,因此,用功率MOSFET构成H桥电路的桥臂有两
种可行的方案:
一种是上下桥臂分别用2个P沟道功率MOSFET和2个N沟
道功率MOSFET;另一种是上下桥臂均用N沟道功率MOSFET。
测试可知,利用2个N沟道功率MOSFET和2个P沟道功率MOSFET驱
动电机的方案,控制电路简单、成本低。
但由于P沟道功率MOSFET的性能要
比N沟道功率MOSFET的差,且驱动电流小,多用于功率较小的驱动电路中。
综合考虑系统功率、可靠性要求,以及N沟
道功率MOSFET的优点,采用4个相同的N沟
道功率MOSFET的H桥电路,具备较好的性能
和较高的可靠性,并具有较大的驱动电流,因此
本系统采用此设计模式。
其电路图如图3。
图中
8V为电机电源电压,4个二极管均为续流二极管,
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输出端并联的小电容C1(104),用于降低感性元件电机产生的尖峰电压。
图3H桥驱动电路
3.2电荷泵电路设计
电荷泵的基本原理是通过电容对电荷的积累效应而产生高压,使电流由低电
势流向高电势。
图4电荷泵电路
电路中A部分是方波发生电路,由RC与反相施密特触发器构成,产生振幅
为Vin=5V的方波。
B部分是电荷泵电路,由三阶电荷泵构成。
当a点为低电
平时,二极管D1导通电容C1充电,使b点电压Vb=Vm-Vtn;当a点为高电
平时,由于电容C1电压不能突变,故b点电压Vb=Vm+Vin-Vtn,此时二极
管D2导通,电容C3充电,使c点电压Vx=Vm+Vin-2Vtn;当a点为低电平
时,二极管D1、D3导通,分别对电容C1、C2充电,使得d点电压
Vd=Vm+Vin-3Vtn;当a点再为高电平时,由于电容C2电压不能突变,故d
点电压变为Vd=Vm+2Vin-3Vtn,此时二极管D2、D4导通,分别对电容C3、
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c4充电,使e点电压Ve=Vm+2Vin-4Vtn。
这样如此循环,便在g点得到比
Vm高的电压Vh=Vm+3Vin-6tn=Vm+11.4V。
其中Vm为二极管压降,一般
取0.6V,从而保证H桥的上臂完全导通。
图5驱动信号放大电路
在驱动控制电路中,H桥由4个N沟道功率MOSFET组成。
若要控制各个
MOSFET,各MOSFET的门极电压必须足够高于栅极电压。
通常要使MOSFET
完全可靠导通,其门极电压一般在10V以上,即VCS>10V。
对于H桥下桥
臂,直接施加10V以上的电压即可使其导通;而对于上桥臂的2个MOSFET,
要使VGS>10V,就必须满足VG>Vm+10V,即驱动电路必须能提供高于电源
电压的电压,这就要求驱动电路中增设升压电路,提供高于栅极10V的电压。
考虑到VGS有上限要求,一般MOSFET导通时VGS为10V~15V,也就是控
制门极电压随栅极电压的变化而变化,即为浮动栅驱动。
因此在驱动控制电路中
设计电荷泵电路,用于提供高于Vm的电压Vh,驱动功率管的导通。
3.3电机驱动逻辑电路设计与放大电路设计
电机驱动逻辑电路输入端主要为如图6中的4、3、2端口。
控制信号Dir、PWM、Brake经光电隔离电路后,由门电路进行译码,产
生控制H桥的4个控制信号q5、q6、q7、q8。
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图6电机驱动逻辑电路
(1)4端口通过输入PWM信号实现控速功能,具体实现原理如下:
直流电机转速控制可分为励磁控制法与电枢电压控制法。
励磁控制法是控制
磁通,其控制功率小,低速时受到磁饱和限制,高速时受到换向火花和换向器结
构强度的限制,而且由于励磁线圈电感较大动态响应较差,所以这种控制方法用
得很少。
大多数应用场合都使用电枢电压控制法。
随着电力电子技术的进步,改
变电枢电压可通过多种途径实现,其中PWM(脉宽调制)便是常用的改变电枢电
压的一种调速方法。
PWM调速控制的基本原理是按一个固定频率来接通和断开电源,并根据需
要改变一个周期接通和断开的时间比(占空比)来改变直流电机电枢上电压的"占
空比",从而改变平均电压,控制电机的转速。
在脉宽调速系统中,当电机通电
时其速度增加,电机断电时其速度减低。
只要按照一定的规律改变通、断电的时
间,即可控制电机转速。
而且采用PWM技术构成的无级调速系统.启停时对直
流系统无冲击,并且具有启动功耗小、运行稳定的特点。
设电机始终接通电源时,电机转速最大为Vmax,且设占空比为D=t/T,
则电机的平均速度Vd为:
Vd=VmaxD
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由公式可知,当改变占空比D=t/T时,就可以得到不同的电机平均速度
Vd,从而达到调速的目的。
严格地讲,平均速度与占空比D并不是严格的线性
关系,在一般的应用中,可将其近似地看成线性关系。
在直流电机驱动控制电
路中,PWM信号由外部控制电路提供,并经高速光电隔离电路、电机驱动逻辑
与放大电路后,驱动H桥下臂MOSFET的开关来改变直流电机电枢上平均电压,
从而控制电机的转速,实现直流电机PWM调速。
图7PWMIN产生电路
要保证电荷泵电路的正常工作,必须产生一路方波信号,并且要考虑到其带
负载的能力即驱动能力。
图7部分是方波发生电路,由RC与反相施密特触发器构成,产生振幅为
Vin=5V的方波。
通过调节U2-R1与U2-C1的乘积可调节PWMIN的频率和
占空比(原理是调节电容充放电的时间)。
方波产生后及反相器电路产生两路互
补信号PWM-OUT1、PWM-OUT2。
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图8PWMIN电流放大电路
图8可以理解为增强输出的电路,其中三极管Q12、Q11构成推挽式电路,降低输出阻抗,使其可用在驱动电机等阻抗低的负载电路上。
(2)端口3实现电机转向控制。
端口2实现刹车功能。
如图3,当Q1、Q3端输入高电平,Q2、Q4端输入低电平时(即Q1、
Q3导通,Q2Q4截止时),电机正转;当Q1、Q3端输入低电平,Q2、Q4
端输入高电平时(即Q1、Q3截止,Q2Q4导通时),电机反转。
又如图5,Q1、Q2、Q3、Q4端输入控制信号为分别为q7、q8、q5、q6。
也就是说当q7、q5为高电平,q8、q6为低电平时,场效应管Q1、Q3导通,
Q2、Q4截止,电机正传;当q7、q5为低电平,q8、q6为高电平时,场效应
管Q1、Q3截止,Q2、Q4导通,电机反传;当q7、q8、q5、q6均为低电平时可实现刹车功能。
通过分析图6电机驱动逻辑电路,可得以下逻辑表达式:
q7=(^C)&&(^B);
q8=(^C)&&(B);
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q5=(^C)&&^(B&&A);
q6=(^C)&&^(^B&&A);
具体各端口的逻辑功能:
C可作为刹车(BRAKE)端,当其输入为高时,电机停转,输入为低时,电
机正常;
A可作为PWM波输入端;
B可作为转向控制端(Dir),当其输入为高时,电机反转,输入为低时,
电机正转。
电机工作时,H桥的上臂处于常开或常闭状态,由Dir控制,下臂由PWM
逻辑电平控制,产生连续可调的控制电压。
该方案中,上臂MOSFET只有在电
机换向时才进行开关切换,而电机的换向频率极低,低端由逻辑电路直接控制,
逻辑电路的信号电平切换较快,可以满足不同频率要求。
该电路还有一个优点,
由于上臂开启较慢,而下臂关断较快,所以,实际控制时换向不会出现上下臂瞬
间同时导通现象,减小了换向时电流冲击,提高了MOSFET的寿命。
4.结束语
实验表明,直流电机驱动控制电路运行稳定可靠,电机速度调节响应快。
而
相比较而言,采用4个相同的N沟道功率MOSFET为核心,基于H桥PWM
控制的直流电机驱动控制电路,具备较好的性能和较高的可靠性,具有较大的驱
动电流,便于直流电机的正反转控制,并且具有良好的速度调节功能,能够满足
实际工程应用的要求,有很好的应用前景和市场前景。
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