绿色模式准谐振反激控制ICUCC28600.docx
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绿色模式准谐振反激控制ICUCC28600
绿色模式准谐振反激控制IC-UCC28600
新一代节能的AC/DC电源控制系统必须采用绿色模式的准谐振式工作,减少EMI,提高效率,降低待机损耗。
T1公司的UCC28600以另一种特色技朮解决上述要求,UCC28600主要特点如下:
◆极低待机功耗<150mW,符合欧洲新的绿色能源标准。
◆准谐振式工作,降低EMI,降低开关损耗。
◆极低起动电流最大仅25μA。
◆可调过压保护,包括输入线路过压及输出电压过压。
◆芯片内部过热保护,降温到某一水平后重新起动。
◆过流保护,逐个周期式限流及打呃式保护。
◆强输出驱动能力,有0.75A输出,1A漏入能力。
◆软起动可调节。
◆UCC28600主要用于LCD-TV,MONITOR及机顶盒电源,各种AC/DC适配器,充电器,输出功率可到200W。
工作描述
UCC28600系一款新技朮设计的省能源,高水平保护,低成本的AC/DC解决方案。
结合频率折返,猝发模式工作,降频工作等使电源在空载,轻载时达到最低功耗,由UCC28600及UCC28051组成的AC/DC简图如图1。
图1UCC28600和UCC28051组成的AC/DC适配器电源电路
UCC28600的内部方框电路如图2。
图2UCC28600的内部等效方框电路
UCC28600共计8个PIN,各PIN功能如下:
1PINSS软起动,接一电容到GND,内部电流源为其充电,改变电容即改变充电时间,改变软起动时间。
故障时,此电容即放电,经由内部一支小MOSFET放电,降下SS端电压,也即降下内部FB端电压,做到峰值电流限制。
2PINFB反馈输入或控制输入,从光耦直接送到PWM比较器,用于控制功率MOSFET的峰值电流,内部有一支20KΩ电阻从此端接到5V基准,所以光耦之光电三极管可直接接入。
此端电压控制着IC的三个工作模式,准谐振(QR)模式,频率折返(FFM)模式及猝发模式(BorstMode)。
3PINCS电流检测输入端,调节功率限制,可调制过流保护,CS端电压输入从电流检测电阻接入,再用两端之间的电阻值大小调节功率限制。
4PINGMD公共端,从Vcc到GND用0.1μF的旁路电容旁路。
5PINOUT输出驱动端,源出0.75A,漏入1A,输出电平为Vcc到GND。
6PINVDDIC供电端,能量从辅助绕组供应,为防止起动过程中的打呃工作,还要一支较大的储能电容作旁路。
7PINOVP过压保护端,检测输入线路的OVP,负载的OVP经QR开启给出,用初级偏置绕组同时进行上述三种功能。
8PINSTATUS有源高电平开路漏极信号,作待机模式用,并用它去禁止PFC的Vcc供应。
UCC28600是一个多种模式的控制器,如图3,图4所示,工作模式取决于线路及负载条件,在各种工作模式下,UCC28600终止输出为高电平信号系基于开关电流,于是UCC28600总是工作在电流模式控制,所以功率MOSFET的电流总是要限制的。
在正常工作模式下,FB端命令UCC28600的工作模式在电压阈值上,如图2所示。
软起动及故障时除外,软起动模式由硬开关控制变换器工作在40KHz,在VFB低于Vss,UVLO起作用时,软起动模式被锁住,软起动状态恢复直到UVLO关断之后。
在正常工作负载时(从100%~30%负载),UCC28600控制变换器在准谐振下工作(QRM)或断续电流下工作(DCM),此时DCM工作将频率箝制在130KHz。
在10%~30%负载时,变换器工作在频率折反模式下(FFM),此时,峰值开关电流恒定,输出电压稳压由频率调制解决,有效地工作在FFM,结果用恒定的伏秒积常数给反激变换器变压器的每个周期,FFM下的调整率用改变开关频率的方法实现,范围为130KHz~40KHz。
在最轻载时(<10%)变换器进入猝发工作模式,频率为40KHz,猝发模式的平均频率与FFM的40KHz时相同,因为猝发模式下用同样的伏秒积控制技朮,保持在待机工作的临界状态中间,这由变换器的设计参数决定。
见下面图2。
图2UCC28600FB端的控制模式
细节方框功能图见图5、图6、图7、图8。
在所有工作模式下,控制器都是电流型控制,此即UCC28600监视FB端电压作出的决定,以相应地改变工作模式。
图3UCC28600的控制流程图4UCC28600在不同模式的工作频率
图5振荡器电路细节图6箝制模式电路细节
准谐振及DCM出现在VFB反馈电压在2.0~4.0时,相应地CS端电压在0.4V~0.8V,逐个周期的功率限制利用一个固定的0.8VCS限制电压,过流关断阈值在图8中给出,在QR中功率限制特色示于图7。
给CS的偏移电压还正比于线路电压,功率限制特色用RPL调节。
准谐振/DCM控制
准谐振(QR)及DCM工作出现在反馈电压VFB在2.0V~4.0V之间。
在运转时,CS峰值电压系在0.4V~0.8V。
在此控制模式,OUT的上升沿总是出现去磁谐振振铃的谷底处,谷底开关是QR工作的必须部分,谐振谷底开关是用来使系统箝制在最高频率的。
换句话说,在DCM中频率变化为使开关出现在第一个谐振谷底,即7.7μs(130KHz)处,注意CS端有一内部电流源1/2ILINE,它是逐个周期式功率限制功能的控制要素之一。
图7UCC28600的QR检测电路细节
图8UCC28600的故障逻辑电路细节
频率折返式控制
频率折返模式是用故障逻辑执行的,如图8。
模式箝制电路见图6。
在最小工作频率时,内部振荡器的锯齿波有4V峰值,0.1V谷底。
当FB端电压在2.0V~1.4V之间时,FB-CL信号命令振荡器成压控振荡器(VCO),并能箝制振荡器电压,此外箝制振荡器限制VCO工作在40KHz~130KHz之间,FB-CL电压由调制比较器送回来有效地箝制折回的CS电压到0.4V。
猝发模式控制
猝发模式控制由故障逻辑进行(见图8)及绿色模式电路(见图6)。
OSC-CL信号箝制猝发模式工作频率在40KHz之下,于是此时FB电压在1.4V~0.6V之间,控制器命令传至负载的能量不得超出。
在此运行时,误差高而VFB低,此时VFB降到0.6V,输入脉冲终止,直到VFB升到0.7V。
在此模式控制器工作在滞后控制,OUT脉冲在DC电压达到0.4V时终止,功率限制令开关OFF,然后再重新ON。
此时VFB电压要达到1.4V,如图7。
猝发模式减少了平均开关频率,减少了开关损耗,提高了转换效率。
故障逻辑
先进的逻辑控制,结合故障检测提供了合适的功率供给,这种提供条件终止保护状态,线路过压(OVP)负载过压(OVP)都由此方框执行,它还可防止内部基准低于4.5V时去工作,如果故障被检测出来,如过热,线路OVP,负载OVP,基准电压低落,则UCC28600即关断。
参看图8,图7,为调整负载的OVP,选择Rovp1-Rovp2分压比到3.75V为关断电压,为调节线路OVP,则选择Rovp1-Rovp2合成去驱动450μA电流,此时Vovp为2.5V。
振荡器
振荡器如图5所示,内部设置触发点及箝制到130KHz最高,40KHz最低,在猝发模式下,又低于40KHz。
状态端子
状态端子为开漏极输出,如图8所示。
状态端子的输出在VFB降到0.6V以下时,进入关断状态。
在VFB端升到1.4V以上时重新回到开启状态。
这个端子用来控制PFC级的供电,如图9所示。
执行此功能的关键元件包括Q1、RST1及RST2,电阻RST1及RST2的选择使Q1饱合,以便给PFC控制IC供电。
而在绿色模式下,状态端子变为高阻抗RST1令Q1关断,使PFC控制IC关断,进入省电型。
如果必要可用一支18V齐纳二极管和电阻(Rcc)接到Vcc处。
以确保PFC控制器安全工作。
图9绿色模式下用状态端子控制PFC部分的关断电路
工作模式的调节
工作模式边界的调节由变压器及四个元件RPL、Rcs、Rovp1及Rovp2执行。
变压器特性影响模式系因其初级磁化电感和输出电压幅度(折返到初级的幅度),受MOSFET输出电容及变压器漏感的影响,设计过程要选择磁化电感及三种模式下次级折返到初级的电压。
应对最大负载及最高输入电压之下,实际电感在磁化电感和MOSFET漏极处测出的电容之间的谐振要计及在内。
这是调节工作在QR/DCM边界的条件,其它由振荡器绿色模式决定。
上面四个元件,RPL、Rcs、Rovp1及Rovp2必须调节设置好,它们会互相作用。
UCC28600的设计计算在后面给出,为实现设计目标,仔细地在变压器参数和电阻值之间实现平衡。
保护功能及特色
UCC28600具有很多保护特色,这是一款全新的特色设计,细述如下:
◆过热保护。
芯片过热保护点设置在140℃,当温度降下15℃后重新恢复正常工作。
◆逐个周期功率限制。
在每个周期结束时,CS端电压超出0.8V,即达到过功率限制点。
◆电流限制。
当初级电流超过最大电流水平时,即CS端为1.25V电压时,器件再次关断重试。
◆过压保护。
线路及负载的过压保护由变压器匝比Rovp1及Rovp2调节,OVP端有一个0-V电压源,能源出电流不能漏入。
线路过压保护出现,此时OVP箝在0V,当偏置绕组变为负向,OUT=HI或谐振时,O-V电压源箝制OVP到0V,从OVP端源出电流,它与线路-OVP比较器和QR检测电路成镜像,如果OVP电压大于3.75V线路-OVP比较器开始关断程序,并被关断。
◆欠压锁定。
此项保护用来应对不适宜的偏置条件,欠压锁定监视VDD,并防止其在UVLO阈值下工作。
实际设计中的注意点
◆非正常电流检测值
电阻Rcs,RPL,Rovp1、Rovp2必须调整设置好,以确保变换器的正常功能,但经常有Rcs值不是最理想,因为电流检测电阻太粗糙,很难满足功率限制的允许误差。
这要用下面推荐的再大些的Rcs值,加上一个“塞文”电阻分压器解决,以此实现所要的理想的RPL值,如图10所示。
RDCS为理想值,但不标准。
Rcs可能的标准值电阻。
图10如何调整RSENSE的电阻值
◆吸收回路的阻尼。
变压器漏感与MOSFET的漏源电容的谐振可能导致虚假的负载的OVP故障,在尖刺2μS延迟后的负载OVP检测造成误动作,此偏置绕组的检测过冲及振铃是因为其与初级线圈很好地耦合,现在用一个R2CD吸收回路来消除这个问题,如图11所示。
阴反电阻加到RCD吸收回路减小振铃,放在漏极的电容及电感之间,此时吸收回路的二极管已经换向关断。
图11(a)RCD吸收回路(b)波形(c)R2CD吸收回路(d)波形
设计R2CD的方法如下:
过程与RCD类同,然后加入阻尼电阻RSNUB2。
取
选择电容给ΔVSNUB,
取RSNUB1给CSNUB放电。
取Q值在1.7~2.2。
对最原始的选择的ΔVSNUB
用UCC28600和UCC28051(PFC)设计的120W,19.4V输出的适配器电路如图12,图13。
图12UCC28051组成的PFC级电路
图13UCC28600组成的QR等模式的PWM的后级电路
设计的PCB板如图14~图15。
图14PCB板的正面图
图15PCB板的背面图
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