自激式开关电源.docx

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自激式开关电源

2.5具有隔离功能的自激式开关电源

　　前述不隔离的开关电源在使用中形成用电设备与供电电源电路共地，经过输入整流供电设备的“地”带有市电，绐用户及维护造成潜在危险。

同时，由于对CMOS集成电路和数字处理集成电路的应用日益广泛，倘若采用此类过压敏感的器件，是不能与市电采用同一参考点的。

即使是普通设备，随着功能的扩展，具有多种规格的音视频或数字信号接口，信号地与市电也必须隔离。

　　通常人们所说的并联型开关电源，指开关管和负载电路是并联的，目前多用于升压型不隔离开关电源中。

此处所称I/O隔离的开关电源，也称为脉冲变压器耦合的开关电源。

输入电源通过开关管控制脉冲变压器初级线圈的能量存储，能量释放则通过脉冲变压器次级进行。

改变脉冲变压器的匝数比，可以得到各种不同的脉冲电压，整流滤波后，以直流向负载提供电压。

很明显，开关电源的输入和输出端是通过脉冲变压器的磁耦合传递能量的，脉冲变压器绕组之间的绝缘，使初级侧与次级侧完全隔离，绝缘电阻和抗电强度均可达到很高。

目前所有从市电供电的设备，几乎全部采用此类开关电源，取代了多年来使用的工频变压器和耗能型稳压器。

　　脉冲变压器耦合的开关电源按其激励方式分为自激式和它激式。

自激式脉冲变压器耦合的开关电源是以开关管为主组成脉冲变换器，将直流电变成脉冲波，通过脉冲变压器耦合送往负载电路；它激式则以开关管作为独立开关，与脉冲变压器储能绕组串联接入供电电路，开关管则受独立的脉冲驱动器输出的调宽脉冲控制。

脉冲变压器耦合的开关电源按其向负载提供能量的方式，可分为正激式和反激式。

正激式脉冲变压器耦合的开关电源是在开关管导通时，向负载提供能量；反激式则为电—磁—电转换方式，通过脉冲变压器的

能量存储，在开关管截止期间向负载提供能量。

2.5.1自激式隔离开关电源的基本电路

　　自激式隔离开关电源的原理电路见图2-10，其主要功能部分包括：

开关管VT和TC组成的自激振荡电路，脉冲宽度调制的控制系统，取样系统，次级的脉冲整流滤波电路等。

　　自激式隔离开关电源的基本电路如图2-11所示。

由开关管VT304和脉冲变压器TC301构成的间歇振荡器组成变换器电路。

将C308两端输入的直流电变换成矩形波，加在TC301的初级。

接通电源后，输入电压通过R302给VT304基极施加不足1mA的启动偏置，VT304集电极电流由零开始上升。

集电极电流的增长，使T301正反馈绕组⑨端产生上升的感应脉冲，加到VT304基极，形成正反馈,使VT304导通电流进一步增大。

在此过程中，C313充电，随着充电电流逐渐减小，IB随之减小，VT304进入IB·β

在此期间，C313通过V308快速放电，以准备进入下一个振荡周期。

在振荡过程中，R314不仅限制C313在正反馈脉冲前沿的充电电流，同时还和C313共同设定振荡电路的基本脉冲宽度。

图2-10自激式隔离开关电源原理电路

图2-11自激式隔离开关电源的基本电路

　　在振荡过程中，当VT304集电极电流减小，趋向快速截止时，TC301的正反馈绕组⑨端为负向脉冲，⑧端为正向脉冲,通过二极管V307向C314充电，其极性为左正右负。

该反偏电压通过VT303的C-E极施加于VT304的B-E极上。

当VT304下一个导通周期开始时，通过改变VT303的集电极电流，可控制VT304的截止时间。

如果VT303集电极电流较大，C314放电电流也较大，则该放电电流形成VT304的反向偏置，使VT304提前截止。

所以，C314和VT303构成对VT304导通脉冲宽度的控制。

　　在上述振荡过程中，当VT304截止时，TC301的感应脉冲和供电电压串联加在VT304集电极，输入电压为300V直流时，其幅度约为520V。

根据图示TC301各绕组相位关系可以看出，TC301初级绕组①端和次级绕组④端同相位，即VT304截止时，V320导通，将次级绕组⑤-④的感应脉冲整流，向负载供电。

因此可以确认此变换器部分属反激式电路。

　　在图2-11中，C313充电时间设定了VT304导通的最大脉冲宽度。

实际在开关电源中，所谓开关管的饱和并非指手册上规定的其最大集电极饱和电流，而是电容充电时间临近结束时，使加到开关管基极正反馈电流减小，开关管达到IB·β

也就是说，这种饱和是IB值所限制下的饱和，使开关管IC减小，通过正反馈转入截止状态。

在该电路中，C313、R314的值限制了VT304导通时间的最大集电极电流，使其不超过规定值。

在此最大值限定下，开关管有一对应最大导通脉宽，在此脉宽之内受控于C314、VT303脉宽调制器，以改变输出电压。

该正反馈电路加入V308，加快了C313的放电速度，脉冲调宽电路使VT304提前截止。

C313的快速放电，导致下一个导通周期也提前，致使脉宽变化的同时频率也在改变，这是此类开关电源的特点之一。

　　电路中T301绕组⑨-⑩为专设的取样绕组。

当VT304截止时，磁场储能释放为感应电压，使V306导通，整流电压经C312滤波形成取样电压。

R304、R305和R301组成取样分压器，同时也构成C312的放电电阻。

VT301为误差检出放大器。

分压后，取样电压加到VT301基极，其发射极由稳压管VS305提供基准电压。

当开关电源输出电压升高时，VT301集电极电流增大使电压下降，VT302的基极电压也下降。

与此同时，VT302集电极电流增大，R310的压降使VT303集电极电流也增大，C314放电电流也随之增大，VT304提前截止，使输出电压稳定。

　　该开关电源未采用特定的输出过压及过流保护电路，仅在电路中采取了过压、过电流的控制电路。

输入电压的负极，经输入电流取样电阻R313接入开关变换电路。

当负载电流增大或开关管意外出现导通脉宽增大时，输入电流会增大，使R313压降增大，形成负极性的脉冲，经R312、C310加到脉宽调制放大器VT302的基极，使VT302、VT301集电极电流瞬时增大，使VT304瞬间截止，降低开关电路的电流和输出电压。

但此功能只是瞬态电流冲击的限制，对持续的过流无效。

　　为了防止取样、误差放大器开路性损坏造成的开关电源失控而形成过压输出，电路中专门设置了稳压管V309。

开关电源工作中V301触点开路或VT301失效、开路，必然引起VT302、VT303截止，脉宽调制器开路失效，VT304将处于C313、R314设定最大脉宽的振荡状态，输出电压将大幅升高，致使VT304热击穿。

加入V309后，可在上述情况下将VT302基极电压钳位于其稳压值，使VT302、VT303有一定导通电流，限制VT304最大脉宽，输出电压的超压程度可以被限制在40％左右,不致造成开关电源大面积损坏。

2.5.2自激式隔离开关电源稳压性能的改善

　自激式隔离开关电源由于自激式的固有特点，改进稳压性能成为主要工作。

改进首先从稳压器正反馈量入手，试图在输入电压或负载电流变化时，将开关管正反馈量限制在一定范围内，使低输入电压大负载电流时，有正常的正反馈量；当输入电压升高或负载电流减小时，抑制正反馈量的升高，达到扩大稳压性能的目的。

　　最具代表性的电路是正反馈脉冲钳位电路，这种电路不仅可抑制Uin对驱动电流的影响，对负载变动也有补偿作用。

其局部电路见图2-12。

其电路原理是：

当Uin在下限范围内时，调节R2的阻值，可得到理想的IB，使VT工作于正常的开关状态。

随着Uin的上升，绕组Nb的感应电势也呈比例上升，开关管VT的IB增大。

当Uin升到一定程度时，绕组Nb感应脉冲经二极管V整流后，使稳压管VS反向击穿，将正反馈脉冲的峰值钳位于0.6V+UVS。

从此点开始，VT的驱动电流在一定范围内保持不变，从而避免了Uin的升高使VT过饱和。

由于此类电路受稳压管最大电流的限制，稳压范围有限，可控制的IB范围较小，因此只适合在30W以下的小功率开关电源中应用。

图2-12正反馈脉冲钳位电路局部图

　　上述电路经改进后，成为恒流驱动电路。

其正反馈部分局部图见图2-13。

　　电路中设有两路正反馈支路，第一路是由R1、C1组成的普通RC正反馈电路，其中R1取值较大，C1取值较小。

此正反馈支路作为开关电源输入电压为额定值以上时的正反馈量设定，使输入电压上限时，正反馈量增大也不会使开关管进入饱和状态。

第二路正反馈支路，是由二极管V和VT2、VS组成的线性稳压器，构成恒流源。

当输入电压低到使Nb感应脉冲峰值小于VS稳压值时，VS截止，VT2等效于阻值为R2／（1+β）的电阻，与V构成辅助正反馈电路。

在低电压下，两路正反馈支路为VT1提供足够的正反馈量，维持开关电源正常工作。

当输入电压升高时，VS产生齐纳击穿，将VT2输出电流稳定于此点上，即使输入电压持续上升，此路的正反馈电流也维持不变。

恒流驱动电路通过线性稳压方式来稳定开关管基极与发射极的驱动电流，它是目前自激式隔离开关电源普遍采用的电路。

图2-13恒流驱动电路正反馈部分局部图

2.5.3双路PWM控制系统

　　为了提高稳压效果，自激式开关电源中又出现了双路或多路PWM控制系统。

双路脉宽调制的控制思路是，为了扩大脉宽调制器的控制能力，采用两只脉宽控制管和两路独立的控制电路。

因为两路PWM电路同时出现故障的机会极小，所以不仅提高了控制能力，可靠性也大为提高。

　　图2-14为双路PWM电路的基本电路。

其工作原理是：

电路接通电源后，R1向开关管VT1提供启动偏置，脉冲变压器TC绕组⑥-⑤输出脉冲，经C1、R2，向VT1提供正反馈电流，使VT1完成振荡和开关过程。

VT2和VT4组成主PWM系统，TC的绕组⑤-⑥构成专用于取样的副绕组，其输出脉冲经V2整流,C3滤波，得到正比于VT1导通脉宽的整流电压。

VT4为误差检出及放大器，其基极由电阻R5、R7分压得到取样电压，其发射极由R9提供电压，经VS稳定后作为取样电路基准电压。

由VT1的B-E极检出的误差电压，经VT4放大后，形成与误差电压成正比的集电极电流。

当VT1导通时间过长、Uin升高或负载电流减小时，C3上电压将升高，使VT4集电极电流增大。

由于VT4的集电极电流构成VT2的偏置电流，因此VT2的集电极电流也随之增大,使VT1基极电流分流增大，IB减小，VT1提前进入IB·β

此部分电路当Uin变化范围不大时，可以维持输出电压的稳定。

图2-14双路PWM电路的基本电路

　　在双路PWM控制系统中，为了使开关电源的稳压范围向输入电压下限和负载电流的上限扩展，电路中TC取样绕组④-⑤与初级绕组①-③选取较大的匝数比，目的是使开关电源的自激振荡电路在输入电压下限和负载电流上限能正常工作。

设置如此大的正反馈量，当输入电压升高或负载电流减小时，PWM系统势必要对正反馈电流有较大的分流能力。

若单纯靠VT2的分流，VT2需要有极大的动态范围,如果VT2动态范围不足，必然进入其截止区或饱和区。

VT2脱离线性区的结果是，开关电源失控。

　　为了减轻VT2的电流，电路中加入第二组PWM控制管VT1和恒流驱动控制管VT3。

该恒流驱动电路与前述不同，为电容钳位电路，TC正反馈绕组④-⑤输出脉冲,经V1整流，在R5两端形成上负下正的整流电压。

由TC各绕组相位关系不难看出，只有开关管VT1进入截止期时，TC的绕组④才为负脉冲。

也就是说，V1的整流电压正比于TC能量释放过程中产生的电压，即正比于开关电源的输出电压。

VT1截止期间，R5上的电压经V3向C2充电，其充电电压正比于T绕组④-⑤的脉冲电压幅度和持续时间。

此时TC绕组④为负脉冲，VT3反偏截止，C2无放电通路。

当VT1进入下一个导通周期时，TC绕组④为正脉冲，⑤为负脉冲，V1、V3都截止，因此C2所充的电压得以保持。

当VT1导通后,正反馈脉冲经R3、R4分压使VT3导通，C2经R5、VT3的C-E极对VT1的B-E结放电,构成VT1正反馈电流的一部分。

由于C2容量较大，对瞬间输入市电电压降低或负载电流增大使正反馈电压的下降不敏感，让VT1能稳定地工作于理想的开关状态，开关电源的稳压性能因此得以向低输入电压、突发负载大电流的方向拓展。

电容钳位型恒流驱动电路只对突发输入电压和负载变动有效。

　　第二组PWM电路由VT5和稳压管VS1组成。

VT5和主PWM控制管VT2都并联在开关管VT1的B-E极间，VT5基极由6.8V稳压管VS1接入TC的正反馈绕组④端，在正常状态下④端正反馈脉冲峰值低于VS1稳压值，该电路不起作用。

如果市电输入电压高于开关电源允许输入市电电压的上限，则正反馈脉冲峰值随之升高，VS1反向击穿，VT5瞬间导通,使VT1提前截止，以稳定输出电压。

脉宽调制管VT5使输入市电电压升高时,通过压缩VT1振荡脉宽使输出电压稳定，分担了VT2的分流作用，提高了开关电源的可靠性。

　　由第二路PWM控制系统工作过程不难看出，VT3的取样电压实际上是开关管导通期的正反馈脉冲，因此该电路在输入电压变动时可以有效地稳定正反馈量。

此类双路PWM控制的开关电源，可以将输出功率近200W的单端自激式开关电源的输入市电电压稳压范围扩大近一倍以上，实现

110V/220V市电输入不进行切换的自动适应。

2.5.4自激式隔离开关电源的保护电路

　开关电源保护电路的作用：

一是保护开关电源本身，尽量减少故障率，或者在偶然发生故障时减小其损坏范围；二是设置输出过压保护，避免损坏负载电路。

所以，保护电路按其保护方式，分为故障前保护和故障后保护。

过压、过流抑制保护，即为故障前保护。

发生故障后，防止故障范围扩大，减小损失的硬保护措施，即为故障后保护。

自激式隔离开关电源的保护电路属故障前保护，常设以下保护电路。

　　1.　　软启动电路

　　软启动电路的特点决定了在开关电源启动时，开关管振荡过程中的振荡脉宽不是突然进入额定脉宽，而是有一段启动过程，即可避免接通电源瞬间冲击电流对元器件的破坏性。

以图2-11的电路为例进行说明。

开机瞬间，C312两端取样电压达到额定值需一定时间，在C312充电过程中，误差放大器检出的取样电压偏低,因而脉宽控制电路减小对开关管基极的分流，使振荡电路脉宽增大，形成开机冲击电流。

脉宽的增大，使开关管在开机瞬间有一较大的冲击电流。

为了避免这种硬启动过程带来的危害，通常在取样分压电路中加入软启动电路，如图2-11中的Ca。

开机后，C312在建立充电电压的过程中，VT301基极电流随Ca充电电流变化，电容Ca充电完毕，充电电流近似为零。

由取样分压器控制VT301的导通程度，开关电源进入正常的稳压状态。

软启动电路的延迟时间一般为100～150ms，由Ca和R305的值设定。

2.过流保护电路

　　对负载短路过流的保护，一般设在开关电源的输出电路中，与不隔离式开关电源采用相同的电路。

在隔离式开关电源中，还需设置开关管的过流保护电路，其电路组成见图2-15。

由VT1、V2和VS2组成的开关管过流保护电路，接入开关管VT2的基极。

电阻R1为VT2发射极电流取样电阻。

当VT2振荡脉宽过大时，其平均电流增大，R1上产生的压

降超过1.2V，即二极管V2与VT1的B-E结的正向压降，使VT1导通，将VT2基极激励脉冲短路，VT2停振而截止。

如果这种过流是瞬态的，当VT2电流恢复正常时，开关电源可以自动恢复工作；若过流是持续的，则开关电源保护性停振。

图2-15开关管过流和输入过压保护

　　在该述保护电路中，VT1实际上构成辅助脉宽控制器，受控于VT2平均导通电流。

V2为隔离二极管，R2是VT1基极分流电阻，以避免VT1损坏。

VS2的作用是：

当VT2意外击穿时，经常使R1有大电流通过而开路，此时稳压管VS2被击穿，一则避免VT1随VT2击穿而损坏，二则避免R1开路时VT发射极出现高电压损坏印刷电路。

　开关管的过流限制实际上对负载过流也有效，因为不管任何一组负载电流增大，都将使脉冲变压器初级等效感抗降低，开关管的导通电流也随之增大。

不过这种保护是间接的，对电压精确度要求高的负载端，仍需设置前述过流保护电路。

　　3.过压保护电路

　　隔离式开关电源输出端的过压保护和不隔离式开关电源的保护方式相同，但在开关电源的发展中，大多增设了输入电压超压保护，目的是在开关电源输入电压超高时，使开关电源停止工作，以避免因开关管击穿而引起开关电源大面积损坏。

输入过压保护电路常和开关管过流保护电路共用控制电路，见图2-15。

电阻R3、R4对开关电源输入电压分压取样，当输入电压超过规定稳压器上限输入电压时，稳压管VS1反向击穿，R4两端电压经V1加到控制管VT1的基极，使VT1饱和导通，开关管停振。

其输入过压保护原理是：

在开关电源振荡过程中,当开关管截止时，集电极加有Uin和T301初级绕组感应电压Ul两种电压之和,即使正常工作的开关电源，开关管由导通进入截止状态时，脉冲变压器初级绕组感应电压UL也近似等于或大于输入电压Uin。

因此，开关管集电极实际耐受的反压应大于Uin的两倍，才能正常工作。

当输入电压升高时，开

关管集电极反压成倍升高,有时甚至超过其Uceo而击穿。

此时若开关电源停振，则此反压只等于输入电压，可以避免被击穿。

　　　　2.8彩色电视机开关电源

　以典型的T3877N为例说明彩色电视机开关电源工作原理，其工作原理框图如图2-19所示，电路原理图如图2-20所示。

图2-19T3877N工作原理框

图

图2-20T3877N电路原理图

2.8.1启动与自激振荡

　　启动与自激振荡电路如图2-21所示。

合上电源开关，经VC401整流、C401滤波后得到约+300V的直流电压，此时V402的③脚输出低电平（0V），通过接插件XS201的①脚、R235加到VT450的基极，使VT450截止，光电耦合器V401内的发光二极管及光电三极管均截止。

+300V电压经启动电阻R404、R405给开关管VT401提供启动电流，VT401的集电极电流增大，开关变压器T401的初级感应出上正下负的感应电压，正反馈绕组L2上感应出下正上负的电压，此电压经407∥C410、R406、R417∥C462加到开关管VT401的基极，使VT401迅速饱和，完成开关电源的启动过程。

（1）VT401维持饱和的过程：

在开关管VT401饱和期间，其集电极电流不断增大，因而在开关变压器初级绕组L1上产生的感应电压极性不变，L2上感应电压的极性也不变，依靠L2上的感应电压维持着开关管VT401的饱和导通。

（2）VT401由饱和转为截止的过程：

当开关管VT401集电极电流增大到一定程度时，开关变压器T401的磁心饱和，磁通增大变慢甚至不变，开关变压器正反馈绕组的感应电压减小，使开关管VT401的基极电流减小，开关管退出饱和状态并进入放大状态。

随之，集电极电流随基极电流的减小而减小，开关变压器的初级绕组L1的感应电压极性反相，L2的感应电压变成上正下负，经C465、R405、R417∥C462、R406、C410，给开关管VT401的基极提供负电压，使开关管很快进入截止状态。

在开关管截止期间，开关变压器次级各绕组的感应电压经整流、滤波给负载提供+135V、+25.6V、+28V、+28V四路电压。

　　（3）VT401由截止重新转为饱和的过程：

L2上的感应电压在开关管VT401截止期间给C465充电，在C465上建立的电压为下正上负，其负电压端加在开关管的基极，维持开关管截止，如图2-21所示。

同时+300V电压经R404给C465充电，使C465上的负压减小，然后使C465上的电压逐步变成上正下负，当此电压上升到一定程度时，VT401又将由截止转为导通。

VT401截止时间的长短与开关管VT401集电极的振荡周期有关。

图2-21启动与自激振荡电路

2.8.2稳压原理

　　如图2-22所示，稳压控制电路由取样、放大、控制等电路组成。

电路中R486、R485、RP401构成取样电路对+B取样，VS484、VS489为取样电路提供基准电压。

VT489、R487及V410内的发光二极管构成误差放大电路。

V410内的光电三极管、VT402、VT403构成控制电路，控制开关管VT401的基极电流，从而达到稳定输出电压的目的。

控制过程如下：

+B上升，VT489的基极电压随之上升，V410内发光二极管的电流增大，V410内光电三极管电流增大，VT402的集电极电流增大，VT403的基极电流和集电极电流也增大，对开关管VT401基极电流的分流增大，VT401饱和时间缩短，+B下降，反之亦然。

图2-22稳压控制电路

　　在电视机正常工作期间，VT411截止，对稳压电路无影响。

VT489的发射极由两只稳压二极管VS484、VS489串联提供11.3V的基准电压。

由于VS484与VS489的温度系数相反，因而能实现互补，保证开关电源的温漂很小。

RP401为开关电源输出电压微调电位器，可调范围为输出电压的±10％。

2.8.3遥控开关

　　电视机正常工作时，微处理器的电源控制脚输出低电平（0V）控制信号，使VT450截止。

遥控关机时，微处理器电源控制端输出高电平，VT450饱和导通，这时V401内的发光二极管电流增大，V401内光电三极管饱和，VT406饱和，将开关管VT401基极对地短路，开关管截止。

同时，微处理器的关机高电平经过R436、R439使VT411饱和，VT489的发射极电位降低,VT489饱和，V401内光电三极管饱和，VT406的集电极电流增大，也对开关管VT401基极分流，使电源开关管VT401截止，实现遥控关机。

遥控开关等效电路如图2-23所示。

图2-23遥控开关等效电路

2.8.4+B过压保护

　　当负载开路时，开关电源各路输出电压均会升高，+B升高后通过取样放大和V410的光电耦合使VT402、VT403接近饱和导通，分流开关管VT401的基极电流，从而使VT401的饱和时间缩短，使输出电压下降，实现稳压，反之亦然。

如果稳压电路出现故障，由于电路失去了稳压功能，会使开关电源输出电压升高，正反馈绕组的感应电压也升高，此电压升高到一定程度就会使V405导通，进而使VT406饱和导通，将开关管V401的基极对地短接，使开关管VT401截止，电源停止工作，实现了过压保护。

同时，在+B输出端还设置有另一套过压保护电路，如图2-24所示。

从电路中可以看到，R455与R452对+B构成分压，当+B升高到一定程度，R452上的分压电压达到9.5V时，V420导通，电流经R454送到VT604的控制极，触发VT604、VT450导通，使电视机进入保护关机状态，致使遥控器无法重复开机。

图2-24+B过压保护电路

2.8.5X射线保护及束电流过流保护

　　逆程电容容量减小、+B升高，都将导致显像管阳极电压过高，荧屏X射线剂量增加，对人体造成伤害。

因此，彩色电视机都设有X射线保护电路。

康佳T3877N彩色电视机的X射线保护电路如图2-25所示。

检测高压的取样信号取自显像管的灯丝电压，当高压升高时，行输出变压器次级输出的灯丝电压也必将升高，此电压经V903整流、电容C907滤波得到与高压成比例的直流电压，当高压升高到一定程度时，C907滤波后的电压升高，VS904导通，电流经V905、XP402、XS420到达晶闸管V604的控制极，触发V604导通，晶闸管的阴极电压升高。

其阴极电压一路经R435、V418加到VT450的基极，使VT450、VT406饱和，控制开关管VT401截止，使开关电源停止工作。

另一