开关电源研发与设计.docx

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开关电源研发与设计

1目的

希望以簡短的篇幅，將公司目前設計的流程做介紹，若有介紹不當之處，請不吝指教•

2設計步驟：

2.1繪線路圖、PCBLayout.

2.2變壓器計算.

2.3零件選用.

2.4設計驗證.

3設計流程介紹（以DA-14B33為例）：

3.1線路圖、PCBLayout請參考資識庫中說明

3.2變壓器計算：

變壓器是整個電源供應器的重要核心，所以變壓器的計算及驗証是很重要的，以下即就DA-14B33變壓器做介紹.

3.2.1決定變壓器的材質及尺寸：

依據變壓器計算公式

B（max）

沁x100Gauss

NpxAe

B（max）=鐵心飽合的磁通密度（Gauss）

Lp=一次側電感值（uH）

Ip=一次側峰值電流（A）

Np=一次側（主線圈）圈數

Ae=鐵心截面積（cm2）

B（max）依鐵心的材質及本身的溫度來決定，以TDKFerrite

CorePC40為例，100C時的B（max）為3900Gauss，設計時應考慮零件誤差，所以一般取3000~3500Gauss之間，若所設計的power為Adapter（有外殼）則應取3000Gauss左右，以避免鐵心因高溫而飽合，一般而言鐵心的尺寸越大，Ae越高，

所以可以做較大瓦數的Power。

3.2.2決定一次側濾波電容：

濾波電容的決定，可以決定電容器上的Vin（min），濾波電容越大，Vin（win）越高，可以做較大瓦數的Power，但相對價格亦較高。

3.2.3決定變壓器線徑及線數：

當變壓器決定後，變壓器的Bobbin即可決定，依據Bobbin的槽寬，可決定變壓器的線徑及線數，亦可計算出線徑的電流密度，電流密度一般以6A/mm為參考，電流密度對變壓器的設計而言，只能當做參考值，最終應以溫昇記錄為準。

324決定Dutycycle（工作週期）:

由以下公式可決定Dutycycle，Dutycycle的設計一般以50%為基準，Dutycycle若超過50%易導致振盪的發生。

Ns（VoVd）x（1—D）

Np一Vin（min）xD

Ns=二次側圈數

Nb=一次側圈數

Vo=輸出電壓

Vd=二極體順向電壓

Vin（min）=濾波電容上的谷點電壓

D=工作週期（Dutycycle）

3.2.5決定Ip值：

,JIPoutA1Vin（min）P

Ip=IavIIavIx

2Vin（min）xDx口Lpf

Ip=一次側峰值電流

Iav=一次側平均電流

Pout=輸出瓦數

=效率

f二PWM震盪頻率

3.2.6決定輔助電源的圈數：

依據變壓器的圈比關係，可決定輔助電源的圈數及電壓。

3.2.7決定MOSFE及二次側二極體的Stress（應力）:

依據變壓器的圈比關係，可以初步計算出變壓器的應力（Stress）是否符合選用零件的規格，計算時以輸入電壓264V（電容器上為380V）為基準。

3.2.8其它：

若輸出電壓為5V以下，且必須使用TL431而非TL432時，須考慮多一組繞組提供Photocoupler及TL431使用。

3.2.9將所得資料代入B（max）LpxIpx100Gauss公式中，如此可得出

NpxAe

B（max），若B（max）值太高或太低則參數必須重新調整。

3.2.10DA-14B33變壓器計算：

輸出瓦數13.2W（3.3V/4A），Core=EI-28，可繞面積（槽寬）=10mmMarginTape=2.8mm每邊），剩餘可繞面積=4.4mm.假設fT=45KHz，Vin（min）=90V，=0.7，P.F.=0.5（cos9），

Lp=1600Uh

計算式:

變壓器材質及尺寸：

由以上假設可知材質為PC-40,尺寸=EI-28,

Ae=0.86cm^，可繞面積（槽寬）=10mn,因Margin

Tape使用2.8mm所以剩餘可繞面積為4.4mm.假設濾波電容使用47uF/400VVin（min）暫定90V決定變壓器的線徑及線數：

Iin=

Vin（min）xxcosv90x0.7x0.5

假設M使用0.32书的線

3.14x

0.32）

3.14：

0：

024「.286A

可繞圈數=剩餘可繞面績

4.4

線徑

=12.57圈

0.320.03

電流密度=

假設Secondary使用0.35书的線

2—=44.07A

3.14x

'03513.14x0.0289

假設使用4P,則

電流密度=也2=11.02A

4

可繞圈數=

4.4

0.350.03

=11.57圈

決定Dutycycle:

假設Np=44TNs=2TV）=0.5（使用schottkyDiode）

Ns_VoVd1-D

NpVin（min）D

D=48.2%

2_3.30.51-D

4490D

Ip二0.435二0.737A

2

決定輔助電源的圈數：

假設輔助電源=12V

Ns3.8

Nai「12

Nai「12

Nm=6.3圈

可繞圈數=19.13圈

假設使用0.23书的線

（0.230.02）

若2=6Tx2P,則輔助電源=11.4V

決定MOSFE及二次側二極體的Stress（應力）:

MOSFET（Q1）最高輸入電壓（380V）+如VoVD

Ns

44」

=3803.30.5

2

=463.6V

Ns

Diode（D5）=輸出電壓（Vo）+竺x最高輸入電壓

Np

（380V）

=3.32x380

44

=20.57V

Diode（D4）=

4

=6.6x380=41.4V

44

其它:

因為輸出為3.3V,而TL431的Vref值為2.5V，若再加上photocoupler上的壓降約1.2V，將使得輸出電壓無法推動Photocoupler及TL431，所以必須另外增加一組線圈提供迴授路徑所需的電壓。

假設Nx2=4T使用0.35书線，則

可繞圈數=

4.4

0.350.03

二11.58T

所以可將N\2定為

4Tx2P

Ns3.8

NA2Va2

23.8

Va2

=Va2=7.6V

LpxIp

B（ma））x100

NpxAe

（Gauss）=

1600x0.737

44x0.86

x100=3116.3Gauss

0.32①x1Px22T

變壓器的接線圖

——

N2③

0.35①x4Px2T

0.32①x1Px22T

O

0.23①x2Px6T|,,|

3.3零件選用：

零件位置（標註）請參考線路圖：

（DA-14B33Schematic）

3.3.1FS1:

由變壓器計算得到Iin值，以此Iin值（0.42A）可知使用公司共用料2A/250V設計時亦須考慮Pin（max）時的Iin是否會超過保險絲的額定值。

3.3.2TR1熱敏電阻）：

電源啟動的瞬間，由於C1（一次側濾波電容）短路，導致Iin電流很大，雖然時間很短暫，但亦可能對Power產生傷害，所以必須在濾

波電容之前加裝一個熱敏電阻，以限制開機瞬間Iin在Spec之內

（115V/30A，230V/60A），但因熱敏電阻亦會消耗功率，所以不可放太大的阻值（否則會影響效率），一般使用SCK053（3A/5Q），若C1電容使用較大的值，則必須考慮將熱敏電阻的阻值變大（一般使用在大瓦數的Power上）。

333VDR1突波吸收器）：

當雷極發生時，可能會損壞零件，進而影響Power的正常動作，所以必須在靠AC輸入端（Fuse之後），加上突波吸收器來保護Power（—般常用07D471K，但若有價格上的考量，可先忽略不裝。

3.3.4CY1，CY2（Y-Cap）：

Y-Cap—般可分為Y1及Y2電容，若ACInput有FG（3Pin）—般使用Y2-Cap，ACInput若為2Pin（只有L，N）一般使用Y1-Cap,Y1與丫2的差異，除了價格外（Y1較昂貴），絕緣等級及耐壓亦不同（Y1稱為雙重絕緣，絕緣耐壓約為丫2的兩倍，且在電容的本體上會有“回”符號或註明Y1）此電路因為有FG所以使用丫2-CapY-Cap會影響EMI特性，一般而言越大越好，但須考慮漏電及價格問題，漏電（LeakageCurrent）必須符合安規須求（3Pin公司標準為750uAmax）。

3.3.5CX1（X-Cap）、RX1：

X-Cap為防制EMI零件，EMI可分為Conduction及Radiation兩部分，Conduction規範一般可分為：

FCCPart15JClassB、CISPR22（EN55022）ClassB兩種，FCC測試頻率在450K~30MH，CISPR22測試頻率在150K~30MH，zConduction可在廠內以頻譜分析儀驗證，Radiation則必須到實驗室驗證，X-Cap一般對低頻段（150K~數M之間）的EMI防制有效，一般而言X-Cap愈大，EMI防制效果愈好（但價格愈高），若X-Cap在0.22uf以上（包含0.22uf），安規規定必須要有洩放電阻（RX1,—般為1.2MQ1/4W）。

3.3.6LF1（CommonChoke）：

EMI防制零件，主要影響Conduction的中、低頻段，設計時必須同時考慮EMI特性及溫昇，以同樣尺寸的CommonChoker言，線圈數愈多（相對的線徑愈細），EMI防制效果愈好，但溫昇可能較高。

3.3.7BD1（整流二極體）：

將AC電源以全波整流的方式轉換為DC，由變壓器所計算出的Iin值，可知只要使用1A/600V的整流二極體，因為是全波整流所以耐壓只要600V即可。

3.3.8C1（濾波電容）:

由C1的大小（電容值）可決定變壓器計算中的Vin（min）值，電容量愈大，Vin（min）愈高但價格亦愈高，此部分可在電路中實際驗證

Vin（min）是否正確，若ACInput範圍在90V~132V（Vc1電壓最高約190V）,可使用耐壓200V的電容；若ACInput範圍在90V~264V或180V~264V）,因Vc1電壓最高約380V,所以必須使用耐壓400V的電容。

339D2（輔助電源二極體）:

整流二極體，一般常用FR105（1A/600V）或BYT42M（1A/1000V）兩

者主要差異:

1.耐壓不同（在此處使用差異無所謂）

2.Vf不同（FR105=1.2V,BYT42M=1.4V）

3.3.10R10（輔助電源電阻）:

主要用於調整PWMC的VCC電壓，以目前使用的3843而言，設計時VCC必須大於8.4V（Min.Load時），但為考慮輸出短路的情況，VCC電壓不可設計的太高，以免當輸出短路時不保護（或輸入瓦數過大）。

3.3.11C7（濾波電容）:

輔助電源的濾波電容，提供PWMIC較穩定的直流電壓，一般使用100uf/25V電容。

3.3.12Z1（Zener二極體）:

當回授失效時的保護電路，回授失效時輸出電壓衝高，輔助電源電壓相對提高，此時若沒有保護電路，可能會造成零件損壞，若在3843

VCC與3843Pin3腳之間加一個ZenerDiode，當回授失效時ZenerDiode會崩潰，使得Pin3腳提前到達1V,以此可限制輸出電壓，達到保護零件的目的.Z1值的大小取決於輔助電源的高低，Z1的決定亦須考慮是否超過Q1的Vgs耐壓值，原則上使用公司的現有料（一般使用1/2W即可）.

3.3.13R2（啟動電阻）:

提供3843第一次啟動的路徑，第一次啟動時透過R2對C7充電，以提供3843VCC所需的電壓，R2阻值較大時，turnon的時間較長，但短路時Pin瓦數較小，R2阻值較小時，turnon的時間較短，短路時Pin瓦數較大，一般使用220KQ/2WM.0。

.

3.3.14R4（LineCompensation）:

高、低壓補償用，使3843Pin3腳在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致（一般使用750KQ~1.5MQ1/4W之間）。

3.3.15R3，C6，D1（snubber）:

此三個零件組成Snubber，調整Snubber的目的:

1.當Q1off瞬間

會有spike產生，調整snubber可以確保spike不會超過Q1的耐壓值，2.調整Snubber可改善EMI.一般而言，D1使用1N4007（1A/1000V）EMI特性會較好.R3使用2WM.O電阻，C6的耐壓值以兩端實際壓差為準（一般使用耐壓500V的陶質電容）。

3.3.16Q1（N-MOS）:

目前常使用的為3A/600V及6A/600V兩種，6A/600V的R）s（on較

3A/600V小,所以溫昇會較低，若Ids電流未超過3A,應該先以3A/600V為考量，並以溫昇記錄來驗證，因為6A/600V的價格高於3A/600V許多，Q1的使用亦需考慮VDs是否超過額定值。

3.3.17R8:

R8的作用在保護Q1,避免Q1呈現浮接狀態。

3.3.18R7（Rs電阻）:

3843Pin3腳電壓最高為1V,R7的大小須與R4配合，以達到高低壓平衡的目的，一般使用2WM.0.電阻，設計時先決定R7後再加上

R4補償，一般將3843Pin3腳電壓設計在0.85V~0.95V之間（視瓦數而定，若瓦數較小則不能太接近1V以免因零件誤差而頂到1V）。

3.3.19R5，C3（RCfilter）:

濾除3843Pin3腳的雜訊，R5一般使用1KQ1/8W，C3一般使用102P/50V的陶質電容，C3若使用電容值較小者，重載可能不開機（因為3843Pin3瞬間頂到1V）;若使用電容值較大者，也許會有輕載不開機及短路Pin過大的問題。

3.3.20R9（Q1Gate電阻）:

R9電阻的大小，會影響到EMI及溫昇特性，一般而言阻值大，Q1turnon/turnoff的速度較慢，EMI特性較好，但Q1的溫昇較高、效

率較低（主要是因為turnoff速度較慢）;若阻值較小，Q1turnon/turnoff的速度較快，Q1溫昇較低、效率較高，但EMI較差，一般使用51Q-150Q1/8W。

3.3.21R6，C4（控制振盪頻率）：

決定3843的工作頻率，可由Datasheet得到R、C組成的工作頻率，C4一般為10nf的電容（誤差為5%），R6使用精密電阻，以

DA-14B33為例，C4使用103P/50VPE電容，R6為3.74KQ1/8W精密電阻，振盪頻率約為45KHz。

3.3.22C5：

功能類似RCfilter，主要功用在於使高壓輕載較不易振盪，一般使用101P/50V陶質電容。

3.3.23U1（PWMIC）：

3843是PWMIC的一種，由PhotoCoupler（U2）回授信號控制Duty

Cycle的大小，Pin3腳具有限流的作用（最高電壓1V），目前所用的

3843中，有KA3843（SAMSUN及）UC3843BN（S.T.）兩種，兩者腳位相

同，但產生的振盪頻率略有差異，UC3843B!

較KA3843快了約2KHzfT的增加會衍生出一些問題（例如:

EMI問題、短路問題），因KA3843較難買，所以新機種設計時，儘量使用UC3843BN

3.3.24R1、R11、R12C2（—次側迴路增益控制）:

3843內部有一個ErrorAMP（誤差放大器），R1、R11、R12C2及

ErrorAMP組成一個負回授電路，用來調整迴路增益的穩定度，迴路增益，調整不恰當可能會造成振盪或輸出電壓不正確，一般C2

使用立式積層電容（溫度持性較好）。

3.3.25U2（Photocoupler）

光耦合器（Photocoupler）主要將二次側的信號轉換到一次側（以電流的方式），當二次側的TL431導通後，U2即會將二次側的電流依比例轉換到一次側，此時3843由Pin6（output）輸出off的信號（Low）來關閉Q1，使用Photocoupler的原因，是為了符合安規需求

（primacytosecondary的距離至少需5.6mm）。

3.3.26R13（二次側迴路增益控制）:

控制流過Photocoupler的電流，R13阻值較小時，流過Photo

coupler的電流較大，U2轉換電流較大，迴路增益較快（需要確認是否會造成振盪），R13阻值較大時，流過Photocoupler的電流較小,U2轉換電流較小，迴路增益較慢，雖然較不易造成振盪，但需注意輸出電壓是否正常。

3.3.27U3（TL431）、R15R16R18

調整輸出電壓的大小，Vo=VrefxR13//R16里8，輸出電壓不

（R15〃R16）

可超過38V（因為TL431Vka最大為36V,若再加Photocoupler的VF值，則Vo應在38V以下較安全），TL431的Vref為2.5V，R15及

R16並聯的目的使輸出電壓能微調，且R15與R16並聯後的值不可

太大（儘量在2KQ以下），以免造成輸出不準。

3.3.28R14，C9（二次側迴路增益控制）:

控制二次側的迴路增益，一般而言將電容放大會使增益變慢；電容放小會使增益變快，電阻的特性則剛好與電容相反，電阻放大增益變快；電阻放小增益變慢，至於何謂增益調整的最佳值，則可以Dynamicload來量測，即可取得一個最佳值。

3.3.29D4（整流二極體）:

因為輸出電壓為3.3V，而輸出電壓調整器（OutputVoltageRegulator）使用TL431（Vref=2.5V）而非TL432（Vref=1.25V），所以必須多增加一組繞組提供Photocoupler及TL431所需的電源，因為U2及U3所需的電流不大（約10mA左右），二極體耐壓值100V即可，所以只需使用1N4148（0.15A/100V）。

3.3.30C8（濾波電容）:

因為U2及U3所需的電流不大，所以只要使用1u/50V即可。

3.3.31D5（整流二極體）:

輸出整流二極體，D5的使用需考慮：

a.電流值

b.二極體的耐壓值

以DA-14B33為例，輸出電流4A,使用10A的二極體（Schottky）應該可以，但經點溫昇驗証後發現D5溫度偏高，所以必須換為15A的二極體，因為10A的Vf較15A的Vf值大。

耐壓部分40V經驗証後符合，因此最後使用15A/40VSchottky。

3.3.32C10，R17（二次側snubber）:

D5在截止的瞬間會有spike產生，若spike超過二極體（D5）的耐壓值，二極體會有被擊穿的危險，調整snubber可適當的減少spike的電壓值，除保護二極體外亦可改善EMI,R17一般使用1/2W的電阻，C10一般使用耐壓500V的陶質電容，snubber調整的過程（264V/63HZ）需注意R17,C10是否會過熱，應避免此種情況發生。

3.3.33C11，C13（濾波電容）:

二次側第一級濾波電容，應使用內阻較小的電容（LXZ，YXA…），電

容選擇是否洽當可依以下三點來判定:

a.輸出Ripple電壓是符合規格

b.電容溫度是否超過額定值

c.電容值兩端電壓是否超過額定值

3.3.34R19（假負載）:

適當的使用假負載可使線路更穩定，但假負載的阻值不可太小，否則會影響效率，使用時亦須注意是否超過電阻的額定值（一般設計只使用額定瓦數的一半）。

3.3.35L3，C12（LC濾波電路）:

LC濾波電路為第二級濾波，在不影響線路穩定的情況下，一般會將L3放大（電感量較大），如此C12可使用較小的電容值。

4設計驗証:

（可分為三部分）

a.設計階段驗証

b.樣品製作驗証

c.QE驗証

4.1設計階段驗証設計實驗階段應該養成記錄的習慣，記錄可以驗証實驗結果是否與電氣規

格相符，以下即就DA-14B33設計階段驗証做說明（驗証項目視規格而定）

4.1.1電氣規格驗証：

4.1.1.13843PIN3腳電壓（fullload4A）:

90V/47HZ=0.83V

115V/60HZ=0.83V

132V/60HZ=0.83V

180V/60HZ=0.86V

230V/60HZ=0.88V

264V/63HZ=0.91V

4.1.1.2DutyCycle,ft：

fT=46.8KHz丿ton=10.15us

90V/47HZ1

T=21.35us

lDutyCycle=47.5%

264V/60Hz

fT=46.8KHz

ton二3.25us

t=21.35us

DutyCycle=15.2%

4.1.1.3Vin（min）=100V（90V/47Hzfullload）

4.1.1.4Stress（264V/63Hzfullload）:

Q1MOSFET:

D5:

22,9V

4.1.1.5輔助電源（開機，滿載J、短路.Pinmax.:

'開機=0.18A（8.4V）

90V/47HZ*滿載=11.26V（4A）

•短路=1.2W（max.）

r開機=0.13A（8.4V）264V/63Hz*滿載=11.26V（4A）

‘短路=8.8W（max.）

4.1.1.6Static（fullload）

Pin（w）

Iin（A）

Iout（A）

Vout（V）

P.F.

Ripple（mV）

Pout（w）

eff

90V/47HZ

18.7

0.36

4

3.30

0.57

32

13.22

70.7

115V/60HZ

18.6

0..31

4

3.30

0.52

28

13.22

71.1

132V/60HZ

18.6

0.28

4

3.30

0.50

29

13.22

71.1

180V/60HZ

18.7

0.21

4

3.30

0.49

30

13.23

70.7

230V/60HZ

18.9

0.18

4

3.30

0.46

29

13.22

69.9

264V/60HZ

19.2

0.16

4

3.30

0.45

29

13.23

68.9

4.1.1