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SG开关稳压电源设计方案

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作者：

PanHongliang

仅供个人学习

基于SG3524的开关稳压电源的设计.txt真正的好朋友并不是在一起有说不完的话题，而是在一起就算不说话也不会觉得尴尬。

你在看别人的同时，你也是别人眼中的风景。

要走好明天的路，必须记住昨天走过的路，思索今天正在走着的路。

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基于ＳＧ３５２４的开关稳压电源的设计

口王剑斌钟海峰张文嘉

（武汉大学电气工程学院湖北?

武汉４３００７２）摘要：

本系统设计一种高效率、易控制的开关稳压电源。

系统的实现基于ＰＷＭ没控制下的ＤＣ—ＤＣ转换原理，系统以单片机ＡＴ８９Ｃ５２和ＣＰＬＤ为控制核心。

包括Ｂｏｏｓｔ电路、ＳＧ３５２４控制电路等主要功能电路。

系统实现电压输出在３０～３６Ｖ范围内可调。

输出电流最大可达２Ａ，电压调整率小于３鬈，效率达８３．７名。

过流保护采用硬件检测方

式。

可靠性强，实时性好。

关键词：

Ｂｏｏｓｔ电路ＰＷＭ控制过流保护

中图分类号：

ＴＱｌ５３

中图分类号：

Ａ

文章编码：

１００７—３９７３（２００９）０８－０１７－０３

１

系统总体设计方案

Ｖ处于断态时Ｅ和Ｌ共同向电容Ｃ充电。

并向负载Ｒ提供能量。

设Ｖ处于断态的时间为ｋ，则此阶段电感Ｌ释放的能

整个系统的硬件部分可分为三部分：

主电源回路。

ＰＷＭ控制及驱动部分和采样保护部分。

主电源回路是整个系统的主要部分。

交流输入电压经一次不可控整流滤波电路平滑滤波后，将得到的直流电压送至ＤＣ—ＤＣ电路。

主电源回路主要可分为整流电路和ＤＣ—ＤＣ变换两部分．后者决定了系统功能能否实现及效率的高低。

本系统Ｂｏｏｓｔ电路的电感选择及开关器件的选择与连接都至关重要．决定整个系统

的性能。

ＤＣ—ＤＣ变换的控制可采用ＰＷＭ调制专用芯片．如

量为叽一Ｅ）Ｉ。

ｔ扪当电路工作于稳态时，一个周期Ｔ中电感Ｌ

积蓄的能量与释放的能量相等。

即Ｅ１。

ｔｆ（Ｕｏ－Ｅ）Ｉ。

ｋ，化简得：

Ｕ＝＋－恤Ｅ＝ｒ

ｈ

Ｅ，由工作原理可知，电感Ｌ、开关管、二极管

ｔ正

的选择对ＤＣ—ＤＣ电路工作特性起决定性作用。

￡．ＶＤ

ＳＧ３５２４，１１４９４等芯片内部集成了振荡器（外接电阻电容来决定频率）、误差比较器、调制器等，使整个系统控制简单、稳定性较好。

系统过流保护选择用硬件监测的方式，当输出电流超过预设值后可由电路直接发中断给单片机．继电器保护快速动作，可靠性强，实时性好。

保护动作后，利用蜂鸣器和发光管实现过流报警。

经过一段时间后自动重合继电器，使电路恢复工作。

通过键盘和ＬＣＤ与用户交互。

键盘可直接输入所要求的输出电压，也可步进输入．ＬＣＤ实时显示系统状态及输入信息。

系统软件包括单片机ＡＴ８９Ｃ５２和ＣＰＬＤ两部分。

实现功能有：

１．计算控制产生所需要的ＰＷＭ波形；２．通过比较预设电压值与测量所得的电压值调整ＰＷＭ波形直到满足要求，实现闭环控制；３．检钡Ｉ过流中断信号，判断有效后关断继电器；４．控制系统ＡＤ／ＤＡ芯片正常工作；５．基本键盘功能和ＬＣＤ显示。

系统结构图如图Ｉ所示。

圈２Ｂｏｏｓｔ原理圈尺

为使电路工作在电感电流临界连续模式下。

减小负载电流脉动，且保证功率传递，需要选用大小适中的电感Ｌ，经

试验测取Ｌ：

Ｉ．４ｍＨ。

本系统采用ＩＲ公司的ＩＲＦ５４０功率ＭＯＳＦＥＴ芯片，该芯片为Ｎ沟道功率ＭＯＳＦＥＴ．耐压为１００Ｖ，漏极最大电流为３３Ａ．能满足ＤＯＤＣ转换器在输入电压、开关频率、输出电流及减少损耗上的要求。

二极管选用肖特基势垒二极管（ＳＢＤ）ＳＲ３６０．其正向导

通压降只有０．７４Ｖ。

正向损耗很小，且反相恢复时间短，正向

恢复过程不会有明显的电压过冲。

由于其额定电流３Ａ，裕度不够。

故用二个并联。

为抑制开关器件过电压和过电流。

减小器件开关损耗，开关器件两边都要连接缓冲电路。

系统中ＭＯＳｎ’Ｔ和二极管上都接有ＲＣ缓冲电路，其中，电阻与电容值的选择与开关频率有关。

设开关频率为ｆ。

电阻和电容为Ｒ、Ｃ。

则应满

足：

时间常数Ｔ＝Ｒ＊Ｃ《Ｉｌｌ。

围１

系统总结构图

２．２

ＰＷＭ波形产生及控制系统采用ＰＷＭ集成芯片ＳＧ３５２４对Ｂｏｏｓｔ电路中的

２主要功能电路介绍

２．１

ＤＣ—ＤＣ电路设计与器件选择如图２所示Ｂｏｏｓｔ原理图．当Ｖ处于通态时。

电源Ｅ向

ＭＯＳＦＥＴ进行控制。

其波形产生原理为：

通过将ＤＡ输出直流电压与内部锯齿波比较生成所需ＰＷＭ波。

如图３所示。

由此可知。

通过控制直流电压的幅值即可调节输出ＰＷＭ波的占空比。

控制ＤＣ—ＤＣ电路输出。

直流电压由单片机控制ＤＡ产生，锯齿波频率由芯片外接电阻、电容确定：

ｆ．

电感Ｌ充电，充电电流基本恒定为ｌ。

，电容Ｃ上的电压向负载Ｒ供电，因Ｃ值很大．基本保持输出电压为Ｕｏ恒值。

设Ｖ处于通态时问为乙，此阶段电感上积蓄的能量为ＥＩ。

ｋ。

当

万方数据

——斟ｍ论丘?

２００９年囊８捆（下）一

面！

Ｉ一

四工程技术

与丽

过流保护电路如图５所示。

电源保护芯片ＭＡＸ７０５工

｛

Ｉ八几

ｉ；

＼＼

一

＼

Ｉ

々ｔ

‘

＼一

—

Ｎ入几ｉ

作特性为：

当ＰＦＩ上电压达１．２５Ｖ时，ＰＦＯ引脚输出高电平作为巾断信号。

系统要求ｌ。

＝２．５Ａ时过流保护动作．此时Ｏ．１ｌｌ电阻上电压为Ｏ．２５Ｖ。

故设置放大器放大倍数为５倍即可满足过流保护要求。

单片机在接收到中断信号后使系统前端继电器动作。

切断主电路电流。

２．５

图３波形产生原理

ＡＤ／ＤＡ电路系统需要一路ＤＡ信号．为ＳＧ３５２４提供直流电压，对

ＤＡ芯片性能要求不高。

选用１１公司的１２位串Ｉ＝ＩＤＡ芯片ＴＬＶ５６１６实现．其最高时钟可达４０Ｍ，输出精度也可达系统要求。

ＤＡ参考基准源由ＲＥＦ２９２５提供。

系统需要两路ＡＤ信号．分别采集电压测量和电流测量的直流信号．对ＡＤ芯片精度要求较高。

选用ｒＩ’Ｉ公司的１２

图４ＳＧ３５２４应用电路与驱动

位串口ＡＤ芯片ＡＤＳ７８８６．精度可满足系统要求。

３系统软件设计整个系统软件流程如图６所示。

１．３“Ｒ｝ｃ）。

由此产生的ＰＷＭ波为ＨＯ和Ｌ０两路输出的信号之和，将ＨＯ和Ｌ０两端并接后作为系统ＰＷＭ波控制，占空比为０—１００％可调（若只用一路输出，占空比最大只能为５０％）由ＤＣ—ＤＣ电路原理可知，输出Ｕ。

范围为Ｅ一∞。

即ＰＷＭ波频牢为：

系

统中电路连接如图４所示。

山电路连接可知，锯齿波频率也

ｒ：

旦：

—黑ｊ胁；５９ｋＨｚ

由ＳＧ３５２４产生的ＰＷＭ控制信号需要经过驱动电路才能用于控制ＭＯＳＦＥＴ。

本系统所用芯片１Ｒ２１１２为专用于ＭＯＳＦＥＴ和ＩＧＢＴ的高低双路驱动芯片。

２．３系统效率分析与计算

系统效率根据＿＝竽一≠笋计算效率。

系统功率损耗主要包括：

（１）ＭＯＳＦＥＴ管导通损耗、寄生电容损耗、开关损耗等。

这些与开关频率成正比；（２）稳压管和整流二极管的通态与断态损耗；（３）缓冲电路上电阻功率损耗；（４）若ＤＣ—ＤＣ电路工作在电感电流连续模式，由于能量传递不完全使功率降低。

（５）电感内阻损耗。

由于电感内阻的串联于输入端。

当电流较大时，电感的内阻也变得不可忽略。

根据以上分析，提高系统效率可通过以下措施：

（１）尽量减小ＰＷＭ波频率，减小开关损耗；（２）选用性能优良的ＭＯＳＦＥＴ、整流二极管器件；（３）合理选择电感，使系统工作在临界连续模式。

２．４过流保护设计本系统硬件辅助实现过流保护。

通过电源监视芯片ＭＡＸ７０５，当电路巾电流超过预设值时，向单片机发出中断信号，单片机接受并控制继电器动作。

电路设计和控制都比较简单，且灵敏度高，反应迅速。

圈６系统软件设计

初始化输出３０Ｖ电压．调整过程为：

当采样所得电压与预没电压差值大于Ｏ．１Ｖ时，调整ＤＡ输出的直流电压，控制ＰＷＭ波做相应调整．即而实现输出电压向预设电压逼近。

在程序进行比较调整时。

调整最多进行２０次就显示当前值．以免由于ＡＤ采样精度等原因进入死循环。

系统过流保护设置动作为：

单片机检测过流中断信号后，使继电器动作。

同时使系统中的蜂鸣器与发光二极管发出警告信号。

电路每隔３ｓ恢复继电器连接，重复过流保护动作。

４系统测试测试电压调整率时需要用自耦调压器控制ｕ２变化；测

ｉ固５过流保护电路

试负载调整率时调整滑动变阻器控制输出电流变化；噪声纹波电压在输出电压处用示波器观测；效率的测试需要分

——斟ｍ论丘?

２００９年第８期（下）——

万方数据

面与两丽

ＰＬＣ控制系统的抗干扰措施

口马继东

（新疆雅满苏矿业有限责任公司摘要：

本文对ＰＬＣ控制系统的抗干扰措施作相关探讨。

关键词：

ＰＬＣ控制系统抗干扰中图分类号：

ＴＱｌ５３措施中图分类号：

Ａ文章编码：

１００７－３９７３［２００９｝０８－０１９－０２新疆?

哈密８３９０００）

系统中所使用的符种类型ＰＬＣ．有的是集巾安装在控制室．有的是分散安装在生产现场的各单机设备上．虽然它们大多处在强电电路和强电设备所形成的恶劣电磁环境中。

但ＰＬＣ是专门为工业生产环境而设计的控制装置。

在设计和制造过程中采用了多层次抗干扰和精选元件措施．故具有较强的适应恶劣工业环境的能力、运行稳定性和较高的可靠性．因此一般不需要采取什么特殊措施就可以直接在工业环境使用。

但是由于它直接和现场的Ｉ／Ｏ设备相连．外来干扰很容易通过电源线或Ｉ／Ｏ传输线侵入。

从而引起控制系统的误动作。

ＰＬＣ受到的干扰可分为外部干扰和内部干扰。

在实际的生产环境下．外部干扰是随机的．与系统结构无关．且干扰源是无法消除的。

只能针对具体情况加以限制；内部干扰与系统结构有关。

主要通过系统内交流主电路，模拟量输入信号等引起，可合理设计系统线路来削弱和抑制内部干扰和防止外部干扰。

要提高ＰＬＣ控制系统的可靠性，就要从多方面提高系统的抗干扰能力。

１

殊措施就可以直接在工业环境使用。

但是在ＰＬＣ控制系统中，如果环境过于恶劣，或安装使用不当，会降低系统的可靠性。

ＰＬＣ使用环境温度通常在０。

Ｃ一５５℃范围内，应避免太阳光直接照射．安装位置应远离发热量大的器件，同时应保证有足够大的散热空间和通风条件。

环境湿度一般应小于８５％．以保证ＰＬＣ有良好的绝缘。

在含有腐蚀性气体、浓雾或粉尘的场合．需将ＰＬＣ封闭安装。

此外，如果ＰＬＣ安装位置有强烈的振动源，系统的可靠性也会降低，所以应采取相应的减振措施。

２

ＰＬＣ的电源与接地ＰＬＣ本身的抗干扰能力一般都很强。

通常，只能将ＰＬＣ

的电源与系统的动力设备电源分开配线。

对于电源线来的干扰。

一般都有足够强的抑制能力。

但足，如果遇上特殊情况．电源干扰特别严重。

．－－ｌ；ｂｎ接一个带屏蔽层的隔离变压器以减少设备与地之间的干扰，提高系统的可靠性。

如果一个系统中含有扩展单元。

则其电源必须与基本单元共用一个开关控制，也就是说。

它们的上电与断电必须Ｍｔ寸进行。

良好的接地是保证ＰＬＣ安全可靠运行的重要条件。

为了抑制

ＰＬＣ控制系统的安装和使用环境ＰＬＣ是专为工业控制设计的．一般不需要采取什么特

别测量开关电源两侧的电压和电流，１１＝Ｐｆ归。

，其中Ｐｏ＝Ｕｏｌｏ，

Ｐ“＝ＵⅢＩＨ

ＤＣ—ＤＣ变换器效率的测量。

当Ｕ２＝１８Ｖ。

Ｕｏ＝３６Ｖ，１０＝２Ａ

时，记录ＡＩ、Ｖ１和Ａ２、Ｖ２的值，由口＝号＝孝鲁可以算得

ＤＣ—ＤＣ变换器的效率。

测量结果如表４－４。

山测试表格可知．平均电压调整率为０．１８２％，平均负载调整率为０．２５％，效率达８３．７％，满足系统指标要求。

由示波

２１２９．６０．１３％

（１）输出电压ｕＯ可调范围：

３０—３６Ｖ（２）最大输出电流：

２．５Ａ（３）电压调整率：

设定输出电压３０Ｖ

Ｕ２（Ｖ）１５２９．４０．２％１７２９．７０．１％

１９

器观测可知其输出电压噪声纹波为５６０ｍＶ，系统工作稳定。

５结束语本系统所设计开关电源基于芯片ＳＧ３５２４的ＰＷＭ控制。

通过闭环控制使输出电压稳定，系统过流保护及降低损

Ｕｏ（Ｖ）

ＳＵ

２９．６０．１３％

（４）负载调整率：

设定输出电压３０Ｖ

Ｉｏ（Ａ）Ｕｏ（Ｖ）

Ｓ１

０２９．５０．１６％

ｌ２９．２

１．５２９．２０．２６％

２２９．０

耗的设计都有较好效果，通过测试，各项指标都能满足系统要求。

Ｏ．２６％

０．３３％

参考文献：

［１］王水平．贾静．开关稳压电源原理及设计［Ｈ］．人民邮

＼电表值功趴

Ｐ（Ｗ）

卵

（５）效率测试：

Ｕ。

（Ｖ）３５．４７０．８８３．７％Ｉ。

（Ａ）２ＡＵ：

（Ｖ）１８Ｖ８４．６Ｉ：

（Ａ）４．７

电出版社．

［２］谢自美．电子线路综合设计［Ｈ］．华中科技大学出版社，２００６．［３］王兆安．电力电子技术［Ｍ］．机械出版社．［４］孙传友等．测控系统原理与设计［Ｈ］．北京航天航空出版社．

——融ｍ论丘?

２００９年第８期（下ｌ——

奎！

芝．

万方数据

基于SG3524的开关稳压电源的设计

作者：

作者单位：

刊名：

英文刊名：

年，卷（期）：

被引用次数：

王剑斌，钟海峰，张文嘉武汉大学电气工程学院,湖北·武汉,430072科协论坛（下半月）SCIENCE&TECHNOLOGYASSOCIATIONFORUM2009，""（8）0次

参考文献（4条）1.王水平.贾静开关稳压电源原理及设计2.谢自美电子线路综合设计20063.王兆安电力电子技术4.孙传友测控系统原理与设计

相似文献（10条）1.学位论文吕洁新颖交流开关稳压电源的设计与仿真2005

本文分析了国内外稳压电源的发展和现状，简单介绍了电源技术的基本原理和主要内容，设计了一种新颖的可以直接进行交流/交流变换的稳压电源。

该稳压电源的主回路是在Buck-Boost电路的基础上变形转化而来，可以进行直接的交流/交流变换，纠正了Buck-Boost电路的输入不连续的缺点，并且能够实现升压或者降压。

采用PWM脉宽调制反馈控制。

PWM控制信号由UC3823高速脉宽调制集成电路产生，从电路输出端取输出电压，与基准交流电压进行比较，从而输出一系列占空比不同的脉冲信号，驱动开关元件的工作，保证输出电压的大小不偏离要求值。

设计好的电路采用OrCADPSpice软件仿真测试，结果表明，这个电路对输入电压波动、电压突变、谐波干扰以及负载变化等不利情况有很好的抑制作用，稳压性能好，性能可靠。

整个电路有较高的功率因数和效率。

2.学位论文丁新平Z-源变流器关键技术的研究2007

传统的变流器主要分为电压源（VS）和电流源（cs）两类拓扑结构，它们可以应用于不同的应用场合，同时，它们在应用中都有些不尽如人意的缺点：

1）电压源变流器（VS）容易受电磁干扰（EMI）等因素的影响而产生直通损坏，电流源型变流器（cs）容易受开路信号的影响而损坏；2）只能是单一的Buck（VSI或CSR）型或Boost（VSR或CSI）型变流电路。

由于上述原因，传统变流器在实际应用中具有一定的局限性。

而Z-源变流器能够克服传统变流器的局限性，在很多应用场合有一定的优势，本文着重针对Z-源变流器在实际应用中表现出来的优点以及遇到的问题进行研究和探讨。

Z-源变流器由于采用了独特的X型Z-源网络电路而获得了升/降压、安全性能高、效率高（单级电路）、直流滤波性能好（二阶滤波器）等优点。

Z-源网络的加入对系统的动态性能有一定的影响，为了研究Z-源变流器的动态性能，以Z-源逆变器为例，建立了Z-源网络电路的小信号模型，根据各部分的传递函数分析了Z-源网络电路参数对系统的影响。

虽然模型是建立在Z-源逆变器的基础之上的，但其同样适用于Z-源变流器的其它结构。

设计了Z-源网络电容电压闭环控制器和直流链电压最大值闭环控制器，得到理想的效果，并适用于各种应用场合。

在变流器实际应用场合，体积、重量、动态响应和对负载的适应性是至关重要的因素。

Z-源变流器直流链电感的加入增加了系统的体积、重量和成本，同时影响了系统的动态性能。

减小电感是变流器在实际应用中所考虑的主要因素。

但是，Z-源逆变器在负载较轻、小电感以及输出功率因数较小时，会出现非正常工作状态，二极管电流的断续（DCM），直流链电压最大值发生畸变。

本文提出了可完全消除上述非正常工作状态的双向流动Z-源逆变器。

该逆变器能够实现在Z-源网络小电感和负载较轻时，消除直流链电压最大值畸变，得到理想的逆变器交流电压的功能。

交流调速系统（ASD）由于其简单、节能而广泛应用于工业生产中，但是电网电压跌落（Voltagesags）会造成调速系统故障，给生产带来不可估量的损失。

而Z-源逆变器独特的升压功能能够承受系统电网电压跌落，避免由于电网电压跌落给系统带来的损失。

针对Z-源逆变器具有的特殊的升/降压功能，本文提出了能够应用于Z-源逆变器交流调速和双向流动Z-源逆变器交流调速系统的“部分PAM/PWM控制”方法，能够实现比传统PWM控制更大的逆变器调制因子M，减小了感应电机的铁耗。

设计了一种前馈控制器，大大减小了直流输入电压纹波对直流链电压最大值的影响，能够抑制包括6脉纹波在内的所有频率的输入电压扰动。

在微电网和分布式发电系统中，微源（光伏模块和燃料电池等）的输出直流电压变化很大，对系统的功率调整电路（PowerConditioningSystem）要求较高。

尤以光伏发电系统为甚。

光伏发电系统中光伏模块的“输出功率．输出电压曲线”以及“输出电流．输出电压”曲线受环境（光照强度和环境温度）的影响很大，为了充分利用输出功率，必须对其进行最大功率跟踪（MPPT）控制以减少能量损失。

本文提出了两种控制方案来实现Z-源逆变器光伏模块输出功率MPPT控制和逆变器并网控制。

一种是两级控制策略：

通过调节逆变器调制因子来实现逆变器并网，得到恒定的直流链电压最大值，在光伏模块和交流电网之间树立了一个屏障，减小两者相互之间的影响，通过调节直通占空比实现了光伏模块输出功率MPPT控制；第二种控制策略是单级控制：

为了得到相对较大的调制因子，提出了统一电压空间矢量的概念，把直通占空比和逆变器调制因子两个变量合成一个变量——统一电压空间矢量，通过控制统一电压空间矢量长度来实现光伏模块输出功率MPPT控制和逆变器并网控制。

应用“扰动观测法”实现了基于Z-源逆变器的光伏并网系统最大功率跟踪（MPPT），取得了预期的效果。

对目前常用的两种拓扑（传统PWM逆变器．简称单级变流器和级联Boost电路的PWM逆变器．简称两级变流器）与Z-源逆变器进行了定量比较。

得出三种拓扑各自的应用优势：

当升压比在1～2时，Z．源逆变器优势明显，而当升压比大于2后两级电路占有优势。

一般的，电路升压范围在1～2之间，所以Z-源逆变器在分布式发电系统具有明显的优势。

PWM整流器实现了网侧电流正弦化，且能够运行于单位功率因数下，能量可双向传输，因而是“绿色电能变换器”。

但是传统的电压型。

PWM整流器只能升压而不能降压，同时整流桥容易由于直通而损坏。

在实际应用中具有一定的局限性。

针对以上两个问题，提出了具有升/降压功能的Z-源PWM整流器，通过控制直通占空比能够实现直流电压的任意升/降。

由其特殊的拓扑形式，通过适当的控制直通信号加入的时段就能够实现整流桥有源器件的零电压导通或零电流关断（视有源器件类型而定，MOSFET用ZVS，IGBT用ZCS），改善了有源器件的工作环境，减少了损耗。

Z-源PWM交流调压电路具有升/降压功能，可以有效抑制电网电压波动（电压跌落或电压骤升）对系统造成的冲击。

可以应用于感应加热、照明控制、感应电机的软启动以及风机和水泵的调速等应用场合。

3.学位论文杨新璇航空发电机测试用电力电子负载的研制2007

本文所研制的三相能馈式电力电子负载装置，主要应用于航空发电机性能测试，是一种能够模拟阻性、容性及感性等各种负载特性的电力电子装置。

本文首次将三相能馈式拓扑方案应用于航空发电机测试负载，它最大的特点在于能够以单位功率因数并网馈能，实现电能的循环再生利用，从而降低了设备功耗、减小了设备体积和重量、节省了安装空间。

同时，该装置能够实现所模拟负载幅值和相位的无级调节，从而能够模拟各种负载情况，实现对被测发电机带载性能的全方位测试。

本文首先进行了系统总体解决方案的选择和论证。

通过分析系统设计的重点和难点，选择了一种相对较优的系统解决方案，并通过理论推导和

MATLAB仿真，对系统方案的可行性进行了论证。

接着进行了系统具体软硬件设计，其中硬件电路设计结合Pspice、protel等辅助软件工具，采取了先仿真、再调试的思路进行，文章中给出了部分仿真结果。

整个系统被分成了三相整流模块、三相逆变模块和辅助电源三个独立的模块，分别进行设计。

其中每个模块又分成了主功率部分和控制部分。

三相整流模块和三相逆变模块均采用电压型三相整流器作为主功率拓扑，它在三相整流中用作三相boost电路，而在三相逆变模块中被用作电压型三相逆变器，主开关元件选择IGBT。

这两个模块的控制部分均采用基于TI公司的DSP芯片TMS320LF2407实现，通过软硬件结合，实现整流和逆变的电流滞环PWM控制。

辅助电源主要给电路中的各个IC供电，主功率拓扑采用反激电路，选择功率场效应管作为开关元件，其控制部分采用基于3843芯片的PWM控制实现。

试验结果表明，该方案能较好的实现航空发电机负载模拟功能，负载模块交流侧电流近似正弦，功率因数近似-1。

4.学位论文程为彬高强度气体放电灯电子镇流技术研究2007

高强度气体放电（HighIntensityDischarge）灯以其高光通、高光效、长寿命和放电管小等特点，已成为照明领域极具竞争力的新光源。

由于体积大、噪声和频闪的缺陷，电感式镇流器达不到绿色照明的要求。

随着电力电子技术的发展和对高强度气体放电的认识，开始研制以高频变换为基础的电子镇流器，但HID灯在高频工作时极易产生声谐振现象，如电弧闪烁、扭曲和光强不稳，严重时可能熄弧，甚至导致灯管毁损。

本文对气体放电原理、等离子体的微观运动和宏观性质等方面进行研究，详细推导了高强度气体放电灯中等离子体振荡的特征方程，以揭示等离子体的振荡现象的激励机理和决定因素。

对等离子体振荡的外在表现--声谐振现象的电弧、声波和电气特征进行研究，集中分析了常规的声谐振抑制方法，着重研究了各种频率调制技术的频谱特征及其应用特点。

所研究的HID灯电子镇流器采用了两级拓扑结构，输入级的有源功率因数校正Boost电路和输出级的桥式逆变电路均采用PWM控制技术。

PWM输出含有大量的谐波成分，频率和幅度固定，是产生电磁干扰和声谐振的能量源。

分析了输入电流谐波与功率因数的关系，讨论了有源功率因数校正技术，根据实际应用要求，提出了有源功率因数校正电路的改进设计，并研究了各种可变频率驱动和自振荡驱动技术。

根据声谐振的产生需要特定频率和足够能量以及谐波产生电磁干扰的结论，提出利用频谱分散方法，将PWM输出谐波的频率分散到更宽的范围，以降低输入电流总谐波失真度，减小电磁干扰；避免输出级}JID灯的驱动信号在固定频率点上形成驻波，抑制声谐振的产生。

研究了Boost电路和等离子体中的混沌现象、特征及其控制方法，提出采刚无反馈型的混沌控制方法--参数共振微扰法，通过给激励参数以特定频率的扰动，减弱甚至消除其中的混沌