变容二极管调频电路.docx

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变容二极管调频电路

变容二极管调频电路

实现调频的方法很多，大致可分为两类，一类是直接调频，另一类是间接调频。

直接调频是用调制信号电压直接去控制自激振荡器的振荡频率（实质上是改变振荡器的定频元件），变容二极管调频便属于此类。

间接调频则是利用频率和相位之间的关系，将调制信号进行适当处理（如积分）后，再对高频振荡进行调相，以达到调频的目的。

两种调频法各有优缺点。

间接调频器间接调频的优点是载波频率比较稳定，但电路较复杂，频移小，且寄生调幅较大，通常需多次倍频使频移增加。

对调频器的基本要求是调频频移大，调频特性好，寄生调幅小。

调频器广泛用于调频广播、电视伴音、微波通信、锁相电路和扫频仪等电子设备

直接调频的稳定性较差，但得到的频偏大，线路简单，故应用较广；间接调频稳定性较高，但不易获得较大的频偏。

常用的变容二极管直接调频电路如图Z0916（a）所示。

图中D为变容二极管，C2、L1、和C3组成低通滤滤器，以保证调制信号顺利加到调频级上，同时也防止调制信号影响高频振荡回路，或高频信号反串入调制信号电路中。

调制级本身由两组电源供电。

对高频振荡信号来说，L1可看作开路，电源EB的交流电位为零，R1与C3并联；如果将隔直电容C4近似看作短路，R2看作开路，则可得到

图（b）所示的高频等效电路。

不难看出，它是一个电感三点式振荡电路。

变容二极管D的结电容Cj，充当了振荡回路中的电抗元件之一。

所以振荡频率取决于电感L2和变容二极

 变容二极管的正极直流接地（L2对直流可视为短路），负极通过R1接+EB，使变容二极管获得一固定的反偏压，这一反偏压的大小与稳定，对调频信号的线性和中心频率的稳定性及精度，起着决定性作用。

对调制信号来说，L2可视为短路，调制信号通过隔直流电容C1和L1加到变容二极管D的负极，因此，当调制信号为正半周时，变容二极管的反偏电压增加，其结电容减小，使振荡频率变高；调制信号为负半周时，变容二极管的反偏压减小，其结电容增大，使振荡频率变低。

由上可见，变容二极管调频的原理是，用调制信号去改变加在变容二极管上的反偏压，以改变其结电容的大小，从而改变高频振荡频率的大小，达到调频的目的。

由变容二极管结电容Cj变化实现调频的波形示意图如图Z0917所示。

图Z0918是应用电路举例请读者自行分析。

（二）.变容二极管的间接调频:

间接调频优点是:

中心频率十分稳定,但最大角频偏小。

1.概述:

（1）间接调频定义:

将调制信号vΩ（t）先进行积分,再以积分后的信号去进行调相,所得的调相波就是对原调制信号实现的调频,称这样调频为间接调频。

（2）实现间接调频的方法:

由定义可知间接调频方法取决于调相,调相方法有几种,则间接调频方法也有几种。

调相方法大致有三种：

矢量法、移相法、时延法，所以间接调频同样也有三种方法：

①矢量法：

 ◆vFM=Vcmcos（ωct+MfsinΩt）=Vcmcosωctcos（MfsinΩt）-Vcmsinωctsin（MfsinΩt）

 若：

Mf<<1 cos（MfsinΩt）≈1  sin（MfsinΩt）≈MfsinΩt

 则：

vFM=Vcmcosωct-VcmMfsinωctsinΩt=V'mcosφ

 ◆vFM的矢量合成图：

  矢量法实现FM的框图：

 ◆若对调相而言，一旦矢量合成电路确定，最大相移也被惟一确定，即△φm=Mp=π/12（rad）的窄带调相；

  若对间接调频而言，一旦矢量合成电路确定了，最大相移Mf被惟一确定，即△φm=Mf=π/12（rad）的窄带调频。

②移相法：

   ◆实现PM的框图：

移相网络一旦确定，Δφm=Mp=π/6被惟一确定。

（按此仿真）

   ◆实现间接调频的框图：

移相网络一旦确定，Δφm=Mf=π/6被惟一确定。

（按此仿真）

课题三  高频调频技术

通过前面的学习我们知道用调制信号（低频信号）去控制载波信号的幅度而实现的调制称为调幅；同样，若用调制信号去控制载波的频率或相位而实现的调制分别称为调频或调相。

由于调频或调相两种调制都改变了载波的瞬时相位，通称角度调制。

在模拟调制中，调频具有较为优越的性能，因此，调频技术广泛应用于立体声广播、电视伴音、无线麦克风、微波传输及卫星通信。

同样，完整的调频通信系统也由发射机与接收机两部分组成，与调幅通信系统比较，除了调制与解调的原理方法不同外，其他部分如超外差变频接收技术、中频放大电路等基本相同。

任务一     直接调频电路的应用

任务目标

直接调频电路可实现较大的调制频偏，电路简单，性能好，应用广泛。

通过本部分的学习，掌握调角波的基本概念，直接调频电路的组成与工作原理，实现线性调制的电路参数的基本分析与计算，及扩展频偏的方法。

课题导入

许多调频发射电路中采用直接调频电路：

如无线麦克风发射电路、无线遥控玩具的发射机电路及对讲机电路等。

在模拟电路课程的学习中，我们学习过各种振荡器，这些振荡器产生的是频率、幅度不变的单频余弦波。

按照调频波的定义，若这些振荡器的频率能够被低频信号直接控制而改变，则振荡器就可输出调频波，相应的称这些电路为直接调频电路。

相关知识

一、角度调制原理

1、调频波的数学表达式

设载波信号电压为

uc（t）＝Ucmcos（ωct+φ0）              （2.3.1）

式中，ωct+φ0为载波的瞬时相位；ωc为载波信号的角频率；φ0为载波初相角（一般地，可以令φ0=0）。

设调制信号（低频信号）电压为

  uΩ（t）=UΩmcosΩt                  （2.3.2）

式中，Ω为调制信号的角频率。

根据调频的定义，载波信号的瞬时角频率随调制信号uΩ（t）线性变化，则瞬时角频率用下式表示

ω（t）=ωc+Δω（t）=ωc+kfuΩ（t）    （2.3.3）

式中，kf为与调频电路有关的比例常数，单位为rad/（s·V）；Δω（t）=kfuΩ（t），称为角频率偏移，简称角频移。

Δω（t）的最大值叫角频偏，Δωm=kf|uΩ（t）|max，它表示瞬时角频率偏离中心频率ωc的最大值。

对式（2.3.3）积分可得调频波的瞬时相位为

           =

   （2.3.4）

则调频波的表达式可表示为

图2-3-1调频波波形

   （2.3.5）

式中

为调频波的最大相移，又称调频指数，显然与

成正比，与

成反比。

。

2、调相波的数学表达式

根据调相的定义，若载波信号的瞬时相位随调制信号

线性变化，则瞬时相位用下式表示　　　　　　　　　　　　　　　　　

            =

  （2.3.6）                     

式中，Kp为由调相电路决定的比例常数，量纲为rad/V。

Kp 

 为调相波的相移，而

是调相波的最大相移，又称调相指数，与

成正比。

则调相波的表达式可表示为

   （2.3.7）

对式（2.3.6）求导可得调相波的瞬时角频率

为

 （2.3.8）

式中

为调相波的最大角频偏，与

的乘积成正比。

图2-3-2为调制信号与调相波之间关系的波形图。

3、调角波的频谱与带宽

我们首先分析调频信号的频谱，由单频余弦调制的调频信号    图2-3-2 调相波的波形图

表示式

利用三角函数变换式cos（A+B）=cosAcosB-sinAsinB，将上式变换为

  （2.3.9）

上式可按傅立叶级数展开，由贝塞尔函数理论，有下述关系：

 （2.3.10）

 （2.3.11）

代入（4.10）式，再利用三角函数的积化和差公式得

          （2.3.12）

由上式可以看出：

在单频余弦信号调制的情况下，调角信号可以分解为角频率为

的载频分量与角频率为

的无限对上、下边频分量之和，这些边频分量和载频分量的角频率相差

（其中n=l，2，3，…）。

当n为偶数时，上、下两边频分量的符号相同，当n为奇数时，上、下边频分量的符号相反。

是未调制时的载频振幅，调制时，载频分量和各边频分量的振幅则由

和贝塞尔函数

决定。

当m，n已知后，各阶贝塞尔函数随

的变化曲线如图2-3-3。

图2-3-3所示为在

相同、载波相同的条件下，

，

时的调频波频谱图，其特点如下：

（1）调制指数

越大，具有较大增幅的边频分量就越多，且边频分量幅度可超过载频分量幅度。

（2）

为某些值时，载频分量可能为零，也可能使某些边频分量振幅为零；（3）由于调角信号的振幅不变，当

一定时，它的平均功率与调制指数无关，其值等于末调制的载波功率，所以改变

仅使载波分量和各边频分量之间的功率重新分配，而总功率不会改变。

4、调角波的带宽

从理论上分析，调角信号的边频分量有无限对，即它的频带应为无限宽，但由图2-3-4可以看出，对于一定的

，随着n的增大，边频分量的幅度大小变化的总趋势是减小的，这表明离开载频较远的边频振幅都很小，在传送和放大过程中，可舍去这些边频分量。

理论上可证明，当n>

+1时，

<0.1，因此，若忽略幅度小于未调制前载波幅度的10%的边频分量，则调角波的频带宽度可表示为：

    （2.3.13）

由上式可知，当m

l（工程上规定m<0.25rad）时，调角信号的有效频谱带宽为

BW=2F                        （ 2.3.14）

其值近似为调制信号频率的两倍，相当于普通调幅信号的频谱宽度，通常把这种调角信号称为窄带调角信号。

当m

l时，调角信号的有效频谱带宽为

BW

2mF=2

             （2.3.15）

通常把这种调角信号称为宽带调角信号。

这里需要说明的是，调角信号的有效频谱带宽BW与最大频偏

是两个不同的概念。

最大频偏

是指在调制信号作用下，瞬时频率偏离载频的最大值；而有效频谱带宽BW是反映调角信号频谱特性的参数，它是上、下边频所占有的频带范围。

上面讨论了在单频调制时的调角信号有效频谱带宽，实际上调制信号多为复杂信号，对复杂信号调制时，调频信号占有的有效频谱带宽仍可用式（4.13）表示，但需将其中的F用调制信号中的最高频率

取代，

用最大频偏

取代。

举例：

调频广播系统中，按国家标准规定

=l5kHz，

=75kHz，由式（（2.3.13）计算得到

，实际取频谱宽度200kHz。

二、直接调频电路

调频与调相都使瞬时相位、瞬时频率发生变化，因此，调频与调相可以相互转化，但在模拟信号的角度调制中，调频调制应用更广，这里主要学习调频电路。

调频电路通常分为直接调频电路和间接调频电路，直接调频是利用调制信号直接控制振荡器的振荡频率而实现的调频方法。

常用的直接调频电路有变容二极管（或电抗管）调频电路、晶振调频电路、集成调频电路等。

直接调频电路可获得较高的调制灵敏度，较大调制频偏和较好的调制线性，因此得到广泛应用。

1．变容二极管直接调频电路

（1）调频原理

图 2-3-5变容二极管接入振荡回路

a） 变容二极管直接调频电路 b） 高频等效电路 c） 低频等效电路 d） 

曲线

变容二极管直接调频是利用调制信号直接控制变容二极管反偏电压改变其电容量进而改变振荡器的振荡频率而实现的调频方法。

图2-3-5所示为变容二极管接入振荡回路示意图和

曲线。

当给PN结加反向偏置电压时，结电容随反向偏置电压变化，

变化范围大约在3-20pF。

目前常用的载波振荡器为LC振荡器，只要使变容二极管的可控电容参与回路电容，并用调制信号

去控制变容二极管的电容量，就可以直接改变LC振荡器的振荡频率，构成变容管直接调频电路。

在图2-3-5 （a）中

、

、

对载波视为短路，同时

、

起隔离直流作用，

为扼流圈，对载波视为开路，但对低频和直流视为短路；变容二极管的电容与L构成振荡回路，如图2-3-5（b）所示，低频调制信号与直流电压

迭加控制变容二极管的反偏电压，其低频等效电路如图2-3-5（c） 所示。

振荡频率可近似由回路电感L和变容二极管结电容Cj所决定，即

    （2.3.16）

由于变容二极管的电容

受调制信号

的直接控制，所以振荡频率ω随调制信号的变化而变化。

变容二极管直接调频电路控制方便，调制频偏大，性能较好，常用于高频宽带调频。

（2）电路实例。

图 2-3-6 变容二极管的直接调频

a） 电原理图 b） 高频等效电路

图2-3-6（a）所示为变容二极管90MHz直接调频电路，调制信号电压（含偏置直流）通过22μH电感加在变容二极管两端，控制变容二极管容量使振荡器频率随低频调制信号电压变化。

电路的基础是电容三点式正弦振荡器，如图2-3-6 （b）为振荡部分交流等效电路，通过电感耦合输出调频信号。

2．晶体振荡器直接调频电路

晶体振荡器调频电路是将变容二极管和石英晶体串联或并联后，接入振荡回路构成的调频振荡器。

图2-3-7（a）为某型无线话筒晶体振荡器直接调频电路，音频信号通过R29加在变容二极管负极，控制变容二极管结电容，实现直接调频。

电路中，电源电压通过R29、R30、R31为变容二极管D4提供反向直流偏置，D4与晶体Y1及电感L1串联，再与C23,C27并联构成克拉波振荡器，改变L1可微调调频中心频率，交流等效电路如图2-3-7（b）所示。

该无线话筒发射的中心频率是固定的，不同的频点的无线话筒采用不同频率的泛音晶体。

石英晶体振荡回路具有振荡中心频率十分稳定，载波频率飘移小的优点，但晶体的调制频偏小，为提高调频频偏，后级连接12倍频电路使发射频率倍频到229.56MHz（19.130MHz×12=229.56MHz）。

倍频后，不仅提高了载频频率，调制频偏也扩大了12倍。

           （a）                                        （b）

图 2-3-7 晶体振荡器直接调频电路

a） 直接晶体调频电路  b） 高频振荡等效电路

2.变容二极管调相电路：

（按此仿真）

对vc用诺顿定理变成载波恒流源

，通过LCj移相网络时，产生对ωc失谐，失谐

量

≤π/6其产生了相移△

，

得△φz=-nmQecosΩt即△φm=Mp=nmQe=π/6

   结论：

∙调相波常有寄生调幅

∙Mp=nmQe=π/6

∙欲提高相移应采用多极的变容二极管调相，即：

∙调相电路中R3C3<1/Ω，所以R3C3为音频滤波器。

∙若调相电路中R3C3满足积分电路条件，说明这时变容二极管是受vΩ（t）的积分信号

v'Ω（t）控制，变成了间接调频电路，所以可得

3.变容二极管间接调频电路：

 ◆电路形式与变容二极管调相相似，若Ω=103rad/s，那么实现间接调频电路，只要将上述调相电路中R3改为470kΩ，即可满足

的要求。

电路为单级变容管间接调频。

单级的间接调频相移

 ◆多级二极管间接调频

       欲提高Mf，只能采用多级，例如下图采用三级：

     电阻R*调整三个回路Q值，使它们产生相等的相移，1pF为移相网络之间耦合小电容。

     vc用诺顿定理转为恒流源

，各回路在ω=ωc上呈现的阻抗幅值为

    Z（ωc），则：

（二）变容二极管间接调频电路（变容二极管调相电路）

将调制信号uΩ（t）先进行积分，再以积分后的信号去进行调相，所得的调相波就是对原调制信号实现的调频，称这样调频为间接调频。

实现间接调频的方法取决于调相，间接调频方法大致有三种：

矢量法、移相法、时延法。

（a）（b）

图3-6-5变容二极管调相电路原理图

图3-6-5是变容二极管调相电路原理图，对uC用诺顿定理变成载波恒流源

，通过LCj移相网络时，产生对ωc失谐，失谐量

其产生了相移

，得△φz=-nmQecosΩt即△φm=Mp=nmQe=π/6。

 结论：

1调相波常有寄生调幅

Mp=nmQe=π/6（3-6-11）

2欲提高相移应采用多极的变容二极管调相，即：

（3-6-12）

③调相电路中R3C3<1/Ω，所以R3C3为音频滤波器。

④若调相电路中R3C3满足积分电路条件，说明这时变容二极管是受uΩ（t）的积分信号u'Ω（t）控制，变成了间接调频电路，所以可得

（3-6-13）

变容二极管间接调频电路形式与变容二极管调相相似，若Ω=103rad/s，那么实现间接调频电路，只要将上述调相电路中R3改为470kΩ，即可满足R3C3>>1/Ω的要求。

电路为单级变容管间接调频。

单级的间接调频相移

。