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9微波噪声系数测量
第9部分微波噪声系数测量
任何一个网络(有源或无源)、一台仪器、一部接收机,都有内部噪声。
其来源主要有:
电阻的热噪声和电子管、晶体管的散弹(粒)噪声、分配噪声和闪烁噪声等。
来自设备外部的噪声主要有,天线噪声、宇宙噪声、工业干扰、天电干扰等。
在微波频段,由于外部噪声的影响急剧减小,所以主要致力于减小微波设备的内部噪声。
为减小噪声和度量通信、雷达等接收微弱信号的能力,需要测量微波设备的噪声特性。
因此,噪声测量日趋重要。
9·1噪声系数定义及基本原理
9.1-1噪声系数定义
一、表征单口网络噪声(噪声源)的参数
1.热噪声功率,1928年,尼奎斯特在热力学统计理论分析和实验研究的基础上,导出电阻热噪声电压均方值的表达式
(9.1-1)
式中,k=1.38×9-23(J/K)为玻耳兹曼常数;T为电阻温度(K);R为电阻值(Ω);B为测试设备的通频带(Hz)。
这就是尼奎斯特定理。
表示在带宽B内,处于热力学温度T的电阻R所产生的热噪声开路电压均方值。
若用等效源表示,可将一个热噪声电阻用等效为一个无噪声电阻R与一个噪声电压源
串联而成的等效电压源;或等效为一个无噪声电导G与一个噪声电流源
并联组成的等效电流源,
。
当几个电阻串联时,采用等效电压源较方便;并联时,采用等效电流源较方便。
当接入负载电阻RL=R时,温度为T的电阻R,在带宽B内产生的资用噪声功率是
(9.1-2)
热噪声是一种随机过程,通过傅里叶分析知,其频率分量是连续、均匀的频谱分布,称为白噪声。
由式(9.1-2)得出资用热噪声功率的谱密度为
(W/Hz)(9.1-3)
上式表明,电阻输出的单位带宽资用噪声功率只与热力学温度(K)成正比,与电阻的类型和阻值无关。
2.噪声温度:
一个噪声源的噪声可用噪声温度表示。
由式(9.1-3)知,电阻处于物理温度Tn时,有
(9.1-4)
Tn就称为该电阻的噪声温度,表征其噪声的大小。
可见,若一个噪声源的噪声温度已知,用它计算出的资用热噪声功率与该噪声源所产生的噪声功率相同。
但要注意,噪声源的噪声温度不一定是它的物理温度。
例如,饱和二极管噪声源的噪声温度就不是指它本身所处的物理温度。
这只是共同约定的噪声功率谱密度的一种单位,用开尔文(K)表示。
例如,噪声温度为290K的噪声源,Wn≈4×9-21W/Hz,相当-174dBm/Hz。
显然,单位W/Hz太大,用起来不便,故引入噪声温度作为表征参数。
3.标准噪声温度T0:
由于微波设备都在一定环境温度下工作,在不同温度下噪声的大小不同。
为了度量噪声大小,目前,规定一个统一的参照标准,即标准噪声温度为T0=290K。
引入T0使噪声测试的一些术语有了明确定义。
4.等效输出噪声温度:
它表示噪声源实际输出的噪声温度。
如气体放电管噪声源,它与传输线连接构成输出电路。
由于与传输线耦合不完善、失配和传输线损耗等,使输出噪声温度与噪声源本身的噪声温度有所偏离。
经对传输线损耗、失配等进行修正之后的噪声温度,便是等效输出噪声温度。
例如,一个电阻为R的噪声源,与一个衰减系数为L的衰减器匹配连接,衰减器用等效电阻R'表示。
总输出噪声功率相当于R和R'串联组成的等效噪声源。
设R和R'的温度分别为T和T'。
则总的资用噪声功率
,由此求出等效输出噪声温度为
(9.1-5)
其中L是衰减器两端匹配的情况下,输入资用功率与输出资用功率之比,设输入电压源为U,则
。
5.超噪比:
定义为噪声源超过标准噪声温度T0热噪声的倍数。
或用dB表示
(9.1-6)
例如,气体放电管和饱和二极管噪声源的等效输出噪声温度通常为9000~20000K,用(ENR)dB表示为15.2~18.3dB。
可见,用dB表示更方便。
二、表征双口网络(放大器、混频器等)噪声的参数
图9.1-1双口网络的噪声等效电路
1.等效输入噪声温度:
一个实际双端口网络(线性或准线性),设网络增益为G,其输出端产生的总噪声功率Nout应为网络输入端电阻Ri产生的噪声功率Ni和网络内部噪声功率在输出端的贡献之和。
将实际网络用理想网络代替,把网络内部噪声折合到输入端,用等效输入噪声功率Ne和等效输入电阻Re来表示。
则Ne通过理想网络传输到输出端所贡献的噪声功率,将与网络内部噪声功率在输出端的贡献相等。
如图9.1-1所示。
由此得出
(9.1-7)
由上式求出实际网络的等效输入噪声温度为
(9.1-8)
式中Ti为网络输入端电阻(或等效输入电阻)的噪声温度。
由式(9.1-3)知,如果知道一个网络的等效输入噪声温度,则它的输出噪声功率谱密度为已知,即
。
2.噪声系数:
定义为当规定输入端温度处于T0=290K时,网络输入端资用信号-噪声功率比(Si/Ni)与输出端资用信号-噪声功率比(Sout/Nout)之比值。
其表达式为
(9.1-9)
由式(9.1-7)得
或
(9.1-10)
令式(9.1-7)中Ti=T0,代入(9.1-9)得
或用dB表示
(9.1-11)
三、级联网络的噪声系数
前面已得到,网络的输出噪声功率为
(9.1-12)
可见输出噪声功率包括两部分,其一为网络输入端的噪声功率Ni经网络放大产生的输出噪声功率;其二是网络的内部噪声折合到输入端的噪声功率(F-1)Ni经网络放大产生的输出噪声功率G(F-1)Ni。
当两个网络级联时,设第一、第二个网络的噪声系数和增益分别是F1、G1和F2、G2,总噪声系数和总增益分别用Ft和Gt,则Gt=G1G2。
由式(9.1-12)知,第一级网络的输出噪声功率为F1G1kTiB,可看作第二级网络的输入噪声功率。
经第二级网络放大后变成G2(F1G1kTiB)。
第二级网络的内部噪声折合到输入端的噪声功率为(F2-1)kTiB,经第二级网络放大后变成G2(F2-1)kTiB,所以两级网络的总噪声功率为
所以
(9.1-13)
对于n个级联网络,有
(9.1-14a)
或
(9.1-14b)
可见,对于级联网络,如果第一级有足够的增益,总噪声主要来源于第一级的贡献,故应设法减小第一级的噪声,并提高其增益。
9·2噪声系数的测量方法
测量网络噪声系数的基本电路如图9.2-1所示。
图中噪声发生器有“点燃”(热态T2)与“熄灭”(冷态T1)两个状态。
前者为噪声功率输出状态,后者为将待测网络的输入端接到冷态噪声发生器的状态。
图中的检测指示器为匹配功率计或匹配平方律检波器。
9.2-1Y系数
冷态相当于将待测网络接在温度为T1(室温)的输入匹配网络上。
设此时测出的噪声功率为Nout1。
由式(9.1-7)知
(9.2-1)
热态相当于将待测网络接在温度为T2(噪声发生器的等效噪声温度)的输入匹配网络上,设此时测出的噪声功率为Nout2。
则
(9.2-2)
设Nout2与Nout1之比为Y,即
(9.2-3)
根据Y值可求出待测网络的等效噪声温度和噪声系数,这样测量噪声的方法称为Y系数法。
由式(9.2-3)可得等效输入噪声温度为
(9.2-4)
噪声系数为
(9.2-5a)
用dB表示有
(9.2-5b)
其中Δ是室温T1不等于标准噪声温度T0时的修正量,若T1=T0,则Δ=0。
上式变为
(9.2-6)
式(9.2-5)和(9.2-6)称为Y系数方程。
图9.2-1噪声测量基本电路
9.2-2测量方法与误差
噪声系数测量的基本方法是Y系数法。
在具体测试中,按Y的取值不同分为直接比较法(任意倍数功率法)、等功率指示法和3dB法(Y=2,或称功率倍增法,也称二倍功率法)。
下面分述之。
一、直接比较法
用直接法测定噪声系数时,Y系数可以取任意值。
测量方法是,分别测出热、冷两态的噪声功率比值Y(Y任意),代入Y系数方程式(9.2-5b)或式(9.2-6)求出噪声系数F。
式中的Δ是当测试时室温偏离290K时的修正值,一般可忽略不计。
例如,ENR=18dB,Y=9,T1=300K时,Δ仅约为-0.03dB。
按图9.2-1的测量线路,设
(1)在检测带宽内,待测网络为线性,它的资用功率增益Ga和等效输入噪声温度Te为常数,且为单值响应。
(2)功率计在检测带宽内为线性功率响应,无噪声,无反射。
(3)噪声发生器的T2、T1为已知常数,冷、热两态时的源阻抗与待测网络匹配,则直接法的工作方程即为式(9.2-4)和(9.2-5)。
由式(9.2-4)和(9.2-5)求偏微分得等效噪声温度和噪声系数的测量误差方程分别为:
(9.2-7)
(9.2-8)
在导出式(9.2-8)时考虑了
。
使用直接法应注意,由于噪声谱中含有在短周期内幅度远大于均方噪声功率的分量,所以,必须严格保持待测接收机不过载。
其次,由于宽带噪声信号动态范围很大,检波规律的校准很困难,采用标准正弦信号校准检波器的检波律与采用噪声功率校准也不尽相同,而且当Y值太大时,待测设备有可能因限幅而产生噪声,这时应选用下述的衰减等功率指示法。
二、等功率指示法
在测试噪声系数的各种方法中,以等功率指示法的测量精确度最高。
测试中,用精密衰减器读取数据,指示器的两次读数相同,仅作为等指示之用,不必进行平方律校准。
常用这种方法测量低噪声器件特性。
等功率指示法有高频衰减等功率法和中频衰减等功率法两种。
基本原理是用可变精密衰减器测量Y系数。
(a)高频衰减等功率法
图9.2-2等功率法测量噪声系数
(b)中频衰减等功率法
1.高频衰减等功率法:
如图(9.2-2a)。
在冷态T1时,将衰减器置于A1(dB),使指示器有合适指示度;再接入热态T2,增加衰减量至A2(dB),使指示器恢复到原指示度。
其Y值为
(9.2-9)
其中A=(A2-A1)dB。
高频精密衰减器精确度一般为零点几分贝,为提高测量精确度最好采用中频衰减法。
2.中频衰减等功率法:
如图9.2-2b所示。
除衰减量A1、A2由中频精密衰减器读出之外。
其测量方法与高频衰减等功率法相同。
但必须强调,此时得到的测量结果是待测网络与混频、前中级的总噪声系数Ft。
须再取下待测网络,将噪声发生器直接输入到混频级。
测出混频级的噪声系数F2,再求出待测网络的噪声系数F1。
(9.2-10)
式中G为待测器件的功率增益。
3.工作方程与误差方程:
等功率指示法的工作方程与误差方程的导出条件,除满足直接法的条件
(1)、(3)之外,还需设衰减器的频率响应平坦,且两端匹配。
设Gr和Tr分别是指示器增益和噪声温度。
在冷、热两态时的输出噪声功率分别为N1和N2,即
其中第二项表示衰减器在温度Ta(K)时的噪声功率。
由N1=N2得
考虑到
,所以
(9.2-11)
(9.2-12)
其中
。
上式说明指示器噪声没有贡献。
当待测网络为放大器时,G>>1,Ta/G和Ta/(GT0)可忽略不计。
则式(9.2-11)和(9.2-12)简化为直接法的工作方程式(9.2-4)和(9.2-5)。
因而误差方程也应具有与(9.2-7)和(9.2-8)的形式。
考虑到
,则
,误差方程可写为
(9.2-13)
(9.2-14)
三、3dB法(功率倍增法,Y=2)
当噪声发生器的ENR连续可调或输出噪声峰值使待测网络或指示器饱和时,可采用3dB法,即Y=2。
测量方法有两种,分述如下。
1.噪声输出可变法:
测量系统如图9.2-3a所示。
在冷态T1时,不接入3dB衰减器,使指示器有一合适指示度Nout1。
在热态T2时,接入3dB衰减器,调节ENR,恢复原指示值,则有Y=2。
由式(9.2-11)和(9.2-12)得到(忽略衰减器贡献的噪声)
由
(9.2-15)
(9.2-16)
2.噪声输出恒定法:
由
测量系统见图9.2-3b。
由于噪声发生器的输出不可调,故需在源端加入可调精密衰减器,充任输出噪声功率的调整。
故测量方法与噪声输出可变法相同。
但由于加入了可变衰减器(设其物理温度为Ta),所以待测网络的等效噪声温度Te和噪声系数F为
(9.2-17)
(9.2-18)
用dB表示为
(9.2-19)
其中
,当
时,通常可忽略。
(a)噪声输出可变法
图9.2-33dB法(Y=2)测量线路
(b)噪声输出恒定法
9.2-3噪声系数的自动及扫频测量
上节所述噪声系数的各种测量方法,都是手动点频测量,其特点是精确度高。
但是,如果用来测试噪声系数的频率响应,其测试速度自然很慢。
这时可采用噪声系数自动测量仪进行测试。
它能同步、连续并直接显示待测网络的噪声系数。
还可实现扫频测试。
在产品调试时,易于得到产品噪声系数的最佳值。
自动测量的基本原理,已如前所述。
由图9.1-1b可知,实现自动测量,须将平方律检波器的指示表头按噪声系数F刻度,或数字显示直接读出。
设α为网络输出单位噪声功率时检波器所产生的输出电压,U1、U2为冷、热两态时检波器的输出电压;系统中的放大器工作于线性状态;检波律为理想平方律;则有U1=αNout1,U2=αNout2,Y=Nout2/Nout1=U2/U1。
由式(9.2-5a)知,当T1=T0时,有F=ENR/(Y-1),代入Y值,有F=ENR/(Y-1),代入Y值有
(9.2-20)
或
(9.2-21)
这里
。
由式(9.2-20)可见,直读式自动测量噪声系数的可能方案可有如下几种:
(1)U1(或U2)为定值,用U2(或U1)作指示;
(2)U1为定值,用(U2-U1)作指示;(3)(U1+U2)/2为定值,用U0作指示。
其中后两种较佳,特点是小dB读数的分辨率高。
图9.2-4是自动测量F的一种实际方案。
虚线框内、外分别是自动指示器和外接测量系统。
若待测网络是接收机,可不接本振和混频器。
自动指示器内设有方波发生器,输出频率通常取1kHz,用来控制测试与检测的时序关系。
在方波一个周期内用t1~t2表示正半周,t2~t3为负半周,倒相器的输出波形与此反相。
其波形分别示在它们的方框之上。
图中还示出其它各级波形,其中“校准”时的波形标有“校”字,其它是“测”时的波形。
用开关Sw控制“校准”与“测量”的工作状态。
自动指示器的工作原理如下。
一、校准
由式(9.2-20)的方案
(2)知,校准是给出U1的预定值。
校准时,将Sw放在“校准”位置。
噪声发生器处于冷态。
由于未受方波调制,其噪声温度为T1,它与待测网络噪声一起经过混频、中放,到达输入门控电路。
由于输入门控电路受来自倒相器的反相方波控制,只有在t2~t3时间导通,因此使冷态噪声受到方波控制。
经平方律检波器检出幅度为U1的脉冲波,其中交流方波的峰-峰值为U1。
再由同步检波器检出U1,经积分电路由表头指示。
为使U1达到预定值,须由自动增益控制环路AGC来完成。
即将平方律检波器输出反馈到AGC门控电路(t2~t3导通),经AGC放大器使中放在t2~t3时间内受到增益控制。
当Nout1大时,中放增益随之减小,反之,升高。
故U1可为常数。
在一定动态范围内,U1的大小可由AGC放大器的增益确定。
通过调整AGC的增益,将使U1调到预定值。
二、测量
将Sw放在“测量”位置。
噪声发生器受方波调制。
在t1~t2正半周内输出噪声温度为T2的噪声功率(热态)。
在t2~t3负半周内输出噪声温度为T1的噪声功率(冷态)。
经待测网络、混频器、中放,将其输出送到“输入门控电路”。
此时的门控电路,由于在t1~t2(经过BG2)和t2~t3(经过BG1)分别受正、反相方波控制,而使输入门控电路在一个周期内全部导通。
故输出波形不变。
经平方律检波器输出U2和U1的波形。
取出交流方波,其峰-峰值为U0=U2-U1。
经同步检波器和积分电路,输出U0,并由电表指示。
表头根据式(9.2-20)或(9.2-21)标出F,则可直读F的测量结果。
由式(9.2-20)知
(9.2-22)
若对表头满度指示值归一,则满度时有U0=1,由式(9.2-20)知,U1为预定值。
故可规定满度时F=1或0dB。
由式(9.2-22)得出
或
(9.2-23)
可见预定值U1与ENR有关。
将U1调到规定的预定值,由式(9.2-22)得出F(dB)=-9lgU0。
例如U0=1、0.794、0.5、0.1259时,F=0、1、3、9dB。
在“测量”过程中,还需说明两点。
(l)AGC门控电路,仍受反相方波控制,在t2~t3时导通。
此时,噪声发生器熄灭,中放增益与“校准”时相同。
(2)在AGC环路中,只要积分时间足够长,可使中放在正、负半周内的增益不变。
保持测量的准确性。
图9.2-4自动噪声系数测试仪框图
在图9.2-4的测量系统中,若采用扫频信号源作本振,用输出电压U0驱动,显示屏,就可得到F的扫频测量结果。
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