Saber变压器设计参数.docx

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Saber变压器设计参数

其中变压器设置情况如下：

其中:

电路、磁心型号EE3528、匝数24:

2、气隙1.8mm等数据来源于控制芯片L6561数据手册

磁心材质"3C8"（相当于PC40）,截面84.8u（平方米）,磁路长69.7m（米）,数据来源于EE3528磁心数据手册.

原边绕组电阻10m（欧姆）,副边绕组电阻1m（欧姆）,是大致估计,完了修正.

其中：

变压器先采用3绕组线性模型，初步设置的参数如下：

要同时得到电压电流波形数据，可以在这里选择：

这样设置后，在波形管理器（Scope）里面所有元件的电流就有了，包括变压器各绕组的电流波形。

有关问题在这里统一讲一下：

仿真中CPU是全力以赴的，CPU占用100%是正常的。

仿真中可以观察右上角这个部分知道当前状态：

仿真会产生很多文件，并且很大。

除非想保存波形数据，否则可以不定期清理这些文件：

File ----CleanFiles...

想中断当前的仿真，按这个：

 想在知道仿到什么程度了，可以在仿真过程中拖动一下示波器箭头，查看当前波形。

画电路图可以采用复制方式，这样免得经常到库里面找元件。

也允许在目录里直接把那个唯一需要的电路图文件改名或者复制粘贴为拷贝。

上述几种操作容易引起网络错误，最好整理一下：

Schematic-----Re-Reference

仿真操作直接按这个就行：

 可以不先做DC分析。

其中除了这两栏外其他可以不设置：

要同时得到电压电流波形数据，可以在这里选择：

此外，你需要的Saber2007（含教材）压缩文件长期保存在这两个群的邮件里（安装中切记不能有任何中文路径和文件名）：

调整B2副边绕组匝数，使电桥平衡。

这里，即使B2副边绕组只有1匝 ，，电桥仍然不能平衡，可以选择的是采用半匝结构、或者增加气隙。

调整气隙到0.5mm，电桥平衡。

且B2波形无畸变，说明磁芯够大。

增加激励电流，直到波形畸变。

临界值170A，抗饱和安全系数=170/97=175%。

安全系数很大，说明磁芯偏大，可考虑减少一号磁芯。

改用EE42/21/15磁芯，磁芯， 磁芯重复上述仿真，得到：

副边绕组匝数n2=n3=1，允许最大气隙0.345mm，抗饱和安全系数130%。

评估：

匝数，匝数不是连续分布，只能是1、2。

。

等自然数，特定情况半匝是可能的。

设计中一般总希望用最少的匝数达成拓扑需要，以便获得最少的铜损。

经仿真，半匝不能满足要求，最少是1匝。

气隙，气隙是客观存在的，即使磨成镜面的磁芯，仍然有um数量级的气隙存在，这里的345um是最大允许值，适当的气隙冗余量（这里是0~0.345mm）可保证规模生产时的安装容差。

气隙超出最大允许值意味着拓扑将退出电流连续模式。

抗饱和安全系数 ，，常规设计方法不能明确得出这个参数，因此这个参数究竟多大合适我说了不算，需要工程进一步验证。

如果这个参数可以用完，那我们还可以再减少一号磁芯。

原边：

全桥变换电压传输是比例关系，根据“感量比等于匝比的平方”的关系，对应400uH:

640nH的感量比，可以算出匝比为25：

1。

即：

原边25匝。

原边仿真的任务是确定在不同气隙状态下变压器的绕组电感量。

将电桥改接到原边

设置低频（50Hz）小电流（1V1KΩ）激励，使电桥阻抗远大于感抗。

保持气隙345um，调整B2原边匝数，使电桥平衡。

得到原边匝数25匝，与计算吻合。

将B2气隙设置为0，调整B1原边电感，使电桥平衡，得到变压器原边最大电感Lpm=3.7mH。

以及对应副边电感5.5uH。

不同的气隙宽度对应不同的电感量。

其中，漏感是按1%典型值计算的，原边副边各自0.5%。

单位为uH。

因为电压尖峰和吸收过程极为短暂，为尽可能精确地仿真尖峰及吸收过程的细节，我们将Saber的默认精度提高500倍：

采用线性变压器以获得变压器内在的漏感，偶合系数k=0.995（对应1%的典型漏感），原边电感Lp=1mH，匝比1：

1。

在变压器原边连接C3、R3，尽可能地去等效绕组分布电容和变压器磁损。

以步长1us仿真5ms，以最后1ms的数据为观测结果。

二、Saber中的变压器

我们用得上的Saber中的变压器是这些：

（实际上是我只会用这些

 ）

分别是：

xfrl        线性变压器模型，2~6绕组

xfrnl   非线性变压器模型，2~6绕组

单绕组的就是电感模型：

 也分线性和非线性2种

  线性变压器参数设置（以2绕组为例）：

 其中：

lp  初级电感量

ls 次级电感量

np、ns 初级、次级匝数，只是显示用，不是真参数，可以不设置

rp、rs  初级、次级绕组直流电阻值，默认为0，实际应该是该绕组导线的实测或者计算电阻值，在没有得到准确数据前，建议至少设置一个非0值，比如1p（1微微欧姆）

k  偶合（互感）系数，建议开始设置为1，需要考虑漏感影响时再设置为低于1的值。

需要注意的是，k为0。

99时，漏感并不等于lp或者ls的1/100。

漏感究竟是多少，后述。

其他设置项我没有用过，不懂的可以保持默认值。

  非线性变压器参数设置（以2绕组为例）：

 其中：

np、ns 初级、次级匝数

rp、rs  初级、次级绕组直流电阻值 

area 磁芯截面积，即Ae，单位平方米，84.8u即84.8微平方米，也就是84.8平方毫米。

len_fe  磁路长度，单位米，这里的69.7m是EE3528磁芯的数据

len_air  气隙长度，单位米，这里的1.8m是最后获得的设计参数之一。

matl   磁芯材质，下一讲了

其他参数我也不会用，特别是没有找到表达漏感的设置。

有了Saber中这两类变压器模型，基本上足以应付针对变压器的仿真了。

他们的特点是，xfrl 模型速度快，不会饱和，而且有漏感表达，xfrnl  模型真实，最后得出设计数据主要靠它了。

应用这两个模型有几个小技巧需要掌握：

1、已知lp、ls 求匝比，或者已知lp、匝比求ls

2、已知线径、股数、匝数、温度，计算绕组电阻值

3、已知磁芯型号，查磁芯手册获得area、len_fe  参数

Saber中的磁性材料

总共在Saber（2007）中找到9种材质的磁心，参数如下：

Saber的磁心采用的是飞利浦的材质系列，但是不知道什么原因除了表中黄色部分的4种材质外，查不到其他材质的文档。

因此采用了类比法用仿真求出了其他材质的主要参数。

类比法用的仿真电路实际上是个电桥，如图：

电路左右对称分流，左边是一线性（理想）电感做参照，右边是需要检测的非线性电感或者变压器。

当信号源很小时，比如1mV，特定已知的材质（比如“3D3”）磁芯电感通过较大阻值的电阻分压后可得到一基准端电压，不同材质可得到一系列相对端电压，并与其初始导磁率成比例关系，从而获得表中系列材质的测试初始导磁率数据。

当信号源较大时， 加大电流到适当的程度，被测试电感会出现临界饱和迹象（如图中右窗口波形刚开始变形），类比可得到各系列材质的测试B值。

这个类比电桥也是以后要用到的线性变压器和非线性变压器的参数转换电路，附后，需要的可以下载。

遗憾的是，可选择的材质实在太少，尽管Saber有专门针对磁性材料的建模工具，但是工程上常用的TDK系列，美芯、美磁等标准磁心都没有开发对应的Saber磁芯材质模型，这个重要的工作有待有心人或者厂家跟进（我觉得起码厂家应该花钱完善自己的磁材模型）。

所幸的是，我们做开关电源中的变压器使用得最多的锰锌铁氧体功率磁芯PC40材质，可以用“3C8”材质完全代替，很多实例反复证明，用“3C8”代替PC40材质仿真变压器或者PFC电感是非常准确的，仿真获得的各种参数误差已经小于PC40材料本身参数的离散性（几个百分点）。

附1：

几个已知的飞利浦的材质文档 

五、设计举例一：

反激变压器

1、开环联合仿真

以100W24V全电压反激变换器为例，最简洁的开环仿真电路如图（仿真压缩文件FB1附后）：

注：

这里采用无损吸收方式，以便更仔细的观察吸收的细节和效果。

 主要设计参数为：

输入电压85~265VAC，对应最低100VDC，最高375VDC

输出电压24V

输出功率100W，考虑过载20%，即120W，对应负载阻抗4.8欧姆

PWM频率50KHz

先采用一个2绕组线性变压器仿真。

 先初步拟订的变压器参数如下：

其中暂定的偶合系数k=0.985，可表达约3%的典型漏感。

先用极端高压（375VDC）仿这个电路：

占空设在0.2左右。

调整变压器次级电感ls，使输出达到24V。

观察Q1的电压波形，电压应力明显分为两部分，一部分是匝比引起的反射电压，最前端还有个漏感引起的尖峰电压。

D3的电压波形亦如此。

增加ls值可以降低Q1的反射电压，同时增加D3的反射电压。

调整 ls使Q1的反射电压低于一个可以接受的值，D3选择范围较宽，可暂不仔细追究。

增加吸收（即C1容量）可以降低漏感尖峰电压，同时调整L1电感量使C1电压刚好可以放电到0V，最终使尖峰电压低于一个可以接受的值。

不同 lp的值对应一个恰当的ls值，可以获得一个最大的占空比，足够的占空比才能保证高压轻载的调节性能。

以上调整应始终使输出保持在24V条件下进行。

在C1=15nF，L1=470uH条件下，可以得到如下一组数据：

占空比

lp（uH）

ls（uH）

尖峰电压

 反射电压

0.24

535

24

572

491

0.22

460

26

564

478

0.2

390

26

556

467

0.18

325

30

511

456

我们暂时按照占空比=0.22这一组数据进行下面的设计。

再用极端低压（100VDC）仿这个电路

增加占空比，直到输出达到24V，此时占空比0.521

观察原边绕组电流波形，可以看出还有相当程度的电流连续（模式）。

平均电流1.72A，峰值电流Im=4.17A 

五、设计举例一：

反激变压器（续）

2、变压器仿真

将上述线性变压器B1复制到类比仿真电桥的左边，同时在右边放一个非线形变压器B2，初步拟订磁芯为EE2825，接线和初步设置的参数如图：

 调整电源电压（41.8V），使B1初级回路的峰值电流刚好达到lm=4.17A

检测此时B1的pp脚电压。

调整B2初级匝数使两边pp脚电压达到同样的值（即感抗相等电桥平衡），得到初级76匝。

波形不失真，说明该型号磁芯够大。

加大电压（也就是电流），直到右边波形失真，说明变压器B2进入饱和。

临界失真的电压大致为68V，与标准电流电压41.8V之比为163%，这就是抗饱和安全系数。

如果对上述结果满意，把两边接线改到sp脚

调整B2次级匝数使两边sp脚电压达到同样的值，得到次级18匝。

调整气隙，会得到不同绕组参数和安全系数。

评估：

对于有峰值电流控制的电路来说，安全富裕很多，如果窗口允许的话，可以进一步减小磁芯。

对于没有峰值电流控制的电路来说，由于闭环反馈响应的设计差异，有可能在高压轻栽突然加载时，由于过补偿引起超过Im的峰值电流，适当富裕的安全系数是必要的。

如果觉得安全系数还不够，如果窗口允许的话，可以进一步优化气隙获得更大的安全系数，或者选用更大的磁芯。

漏感

可以放一个线性电感到类比电桥上，验证一下上阶段仿真的漏感：

所有绕组电阻设置为最小，比如1p，变压器副边短路，调整电感量，使电桥平衡，得到14uH，这就是漏感，与预计的3%差不多。

实际漏感与绕制工艺、绕组（短路）电阻值、气隙、测试方法都有关系，不能精确描述和仿真，这里用偶合系数或者附加等效电感模拟，需要有点经验成分，仿多了就有数了，我这里是瞎蒙的。

其他感性元件

电路中L1的电感量470uH，电流平均值0.36A，有效值0.54A，可直接选用0.3mm左右线径绕制的任何470uH的商品功率电感或者工字直插电感。

也可以用附件《磁环电感精确计算电子表格》计算一个磁环电感：

Saber中的非线性电感（变压器）是中间开气隙的EE磁芯模型，没有其他结构的开磁路电感模型，也缺少铁粉芯材质模型，因此此电感不能用非线性电感仿真，磁损就仿不出来了。

每格参数傍边的一半青一半黑的符号代表什么意思？

？

参数名、参数值，显示谁，或者全（不）显示

五、设计举例一：

反激变压器（续二）

3、再次联合仿真

将变压器仿真获得的非线性变压器数据完善，添加绕组电阻值真实参数（rp=200mΩ、rs=25mΩ），置于主电路中。

在变压器两绕组边分别各放置1.5%的线性电感（r=0）去等效3%的漏感。

其他元件也尽量采用真实模型。

用极端高压仿，给占空0.22。

调整原边匝数np使输出最接近24V，再观测副边匝数ns对输出的影响。

这些影响主要是匝数对调节性能（占空）、反压和输出的影响，要仔细调整np、ns，直到任何1匝的改变都是不能接受的。

必要时调整C1、L1与之配合。

最后得到：

np=76，ns=17，D=0.222，Q1漏感尖峰电压<585V，C1=15nF，L1=510uH这组最佳数据。

检测D3反压波形，漏感尖峰比较大，但没有超压，稍微吸收一下即可。

增加R1、C3吸收。

C3大小决定吸收功率，采用330p，调整R1值，120Ω时效果最好（反压最低），最大吸收功率<1/8W（使用1/2W电阻即可）。

最后的仿真电路如图（压缩文件FB2附后）：

再用极端低压仿，调整占空使输出达到额定值，此时的占空即调节范围的上限。

观察各部波形，如无意外，可以仿一个较长时间，取后面波形稳定后的时段（比如仿20ms的后8ms）做全面的数据收集分析。

仿真可获得如下设计参数：

变压器：

磁芯参数：

型号EE2825，材质PC40，气隙2mm。

绕组参数：

原边76匝，线径0.7mm，副边17匝，线径1.0mm

检测参数：

原边电感460uH，电阻200mΩ，副边电感24.6uH，电阻25mΩ，漏感3%

运行参数：

（极端低压120%超载）

原边：

最大电流平均值1.68A，有效值2.27A（对应铜损2.27^2*0.2=1.03W），峰值4.0A，饱和电流6.8A，抗饱和安全系数170%，输入功率129.78W（电流波形*电压波形之平均值）

副边：

最大电流平均值5.0A，有效值7.89A（对应铜损7.89^2*0.025=1.56W），输出功率125.95W

变压器最大损耗=输入功率-输出功率=3.83W，其中铜损2.6W，磁损1.23W

Q1：

工作波形

电流应力（极端低压120%超载）：

电流连续，最大电流平均值1.74A，峰值4.08A，损耗2.92W，开关损耗极低，导通损耗为主。

电压应力（极端高压120%超载）：

电流不连续。

最高反压587V，硬关断，平均损耗1.62W，峰值损耗功率1550W。

L1

L1最大电流平均值0.4A，有效值0.55A，峰值1.1A，电感量510uH，据此设计电感如下：

 得到电阻775mΩ，铜损0.23W。

其他元件

D1：

最大电流平均值0.341A，峰值4.28A，损耗0.877W，电压应力599V，建议型号BYV26C（需强化散热）

D2：

最大电流平均值0.40A，峰值1.1A，损耗0.352W，电压应力637V，建议型号1N4007

D3：

最大电流平均值5.0A，峰值18.33A，损耗5.31W，电压应力126V，建议型号MBR10200

R1：

最大电压有效值3.55V，损耗0.105W，建议型号120Ω1/2W

效率及损耗

总损耗和分类统计的损耗一般是不完全相等的，些许误差是由于仿真波形不稳定之故。

纹波：

最大纹波发生在极端低压120%超载时，幅值26mVpp，改用1000uF滤波电容，幅值上升为57mVpp。

标准工况（300V100W）纹波幅值<20mVpp，波形如图：

其实变压器的铜损和磁损，是可以直接从signals得到

看图识字：

曲线依次是lnl的totalloss，windingloss，coreloss

（注：

素材和资料部分来自网络，供参考。

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）