第4章 交交变频电路汇总.docx
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第4章交交变频电路汇总
4.3可控硅相控交-交变频电路
晶闸管交交变频电路,也称周波变流器(Cycloconvertor),把电网频率的交流电变成可调频率的交流电的变流电路,属于直接变频电路。
广泛用于大功率交流电动机调速传动系统,实际使用的主要是三相输出交交变频电路。
4.3.1可控硅相控单相-单相交-交变频技术
1、电路结构和基本工作原理
在共阴极双半波整流电路中,通过改变晶闸管的控制角可得到负载端上正下负大小可变的输出电压。
在共阳极双半波整流电路中,通过改变晶闸管的控制角可在负载上得到极性相反的电压。
(a)电路图
(b)原理波形图
图4-18双半波整流电路及其原理波形
2、整流与逆变工作状态
两组反并联的可逆整流电路及其原理波形,如图4-18所示。
正组整流器工作(反组被封锁)时,负载端输出电压为上正下负;反组整流器工作时(正组被封锁),负载端输出电压极性相反。
只要交替地以低于输入电源的频率切换正反两组整流器的工作状态(工作或封锁),在负载端就可以获得交流电压,该输出电压显然包含了大量谐波。
如果在半周期中使导通工作的晶闸管的控制角由90逐渐减小到零,然后再增大到90,则该整流器的输出平均电压就从零增大到最大,然后再减小到零。
因此,只要控制角在0~90之间以适当地规律性变化,即可获得按正弦规律变化的平均输出电压。
在实际的交-交变频电路中,常采用“余弦波交截控制法”控制角的变化以获得平均正弦波的输出。
以控制电压Uc来控制角的变化,如果控制电压Uc的大小总是正比于控制角的余弦大小,即
(4-15)
Ucm为Uc峰值,则输出电压平均值Ud随Uc呈线性变化。
由于
(4-16)
Udm为=0时Ud最大值,所以
(4-17)
故有
(4-18)
在保证线性范围内,Uc最大值为Ucm=Udm,此时
(4-19)
因此,按余弦波交截控制法控制的相控整流器,是一个具有线性电压转换特性的功率放大器。
可以想象,如果控制电压按正弦波变化,则输出平均电压也将按正弦波变化。
4.3.2可控硅相控三相-单相交-交变频技术
1、电路构成和基本工作原理
图4-19单相交交变频电路原理图和输出
电压波形
如图4-19,由P组和N组反并联的晶闸管变流电路构成,和直流电动机可逆调速用的四象限变流电路完全相同。
变流器P、N都是相控整流电路,P组工作时,负载电流io为正,N组工作时,io为负。
让两组变流器按一定的频率交替工作,负载就得到该频率的交流电。
改变两组变流器的切换频率,就可以改变输出频率ωo。
改变变流器工作时的控制角α,就可以改变交流输出电压的幅值。
为使uo波形接近正弦波,可按正弦规律对a角进行调制。
在半个周期内让P组a角按正弦规律从90°减到0°或某个值,再增加到90°,每个控制间隔内的平均输出电压就按正弦规律从零增至最高,再减到零,如图中虚线所示。
另外半个周期可对N组进行同样的控制。
图4-19是变流器P和N都是三相半波相控电路时的波形。
Uo并不是平滑的正弦波,而是由若干段电源电压拼接而成,在uo的一个周期内,包含的电源电压段数越多,其波形就越接近正弦波。
因此,变流器通常采用6脉波的三相桥式电路或12脉波变流电路。
本节后面的论述均以最常用的三相桥式电路为例进行分析。
2、整流与逆变工作状态
交交变频电路的负载可以是阻感负载、电阻负载、阻容负载和交流电动机负载,这里以阻感负载为例来说明电路的整流与逆变工作状态,也适用于交流电动机负载。
把交交变频电路理想化,忽略变流电路换相时uo的脉动分量,就可把电路等效成图4-20a所示的正弦波交流电源和二极管的串联。
其中交流电源表示变流器可以输出交流正弦电压,二极管体现了变流电路的电流的单方向性。
图4-20理想化交交变频电路
的整流和逆变工作状态
设负载阻抗角为φ,则输出电流滞后输出电压φ角。
两组变流电路采取无环流工作方式,即一组变流电路工作时,封锁另一组变流电路的触发脉冲。
图4-20给出了一个周期中负载电压、电流波形及正反组
变流器的电压电流波形。
t1~t3期间:
io正半周,正组工作,反组被封锁。
t1~t2:
uo和io均为正,正组整流,输出功率为正。
t2~t3:
uo反向,io仍为正,正组逆变,输出功率为负。
t3~t5期间:
io负半周,反组工作,正组被封锁。
t3~t4:
uo和io均为负,反组整流,输出功率为正。
t4~t5:
uo反向,io仍为负,反组逆变,输出功率为负。
可以看出在阻感负载下,在一个输出电压周期内交交变频
器有4种工作状态。
哪一组工作由io方向决定,与uo极性无关。
工作在整流还是逆变,则根据uo方向与io方向是否相同确定。
图4-21是单相交交变频电路输出电压和电流的波形图。
考虑无环流工作方式下io过零的死区时间,一周期可分为6段。
第1段io<0,uo>0,反组逆变。
第2段电流过零,为无环流死区。
第3段io>0,uo>0,为正组整流。
第4段,io>0,uo<0,为正组逆变。
第5段又是无环流死区。
第6段,io<0,uo<0,为反组整流。
图4-21单相交交变频电路输出电压和电流波形
当uo和io的相位差小于90°时,一周期内电网向负载提供能量的平均值为正,电动机工作在电动状态。
当二者相位差大于90°时,一周期内电网向负载提供能量的平均值为负,电网吸收能量,电动机为发电状态。
3、正弦波输出电压的调制方法
通过不断改变控制角a,使交交变频电路的输出电压波形基波为正弦波的调制方法有多种。
这里介绍最基本的、广泛使用的余弦交点法。
图4-22余弦交点法原理
设Ud0为a=0时整流电路的理想空载电压,则有
(4-20)
每次控制时a角不同,表示每次控制间隔内uo的
平均值。
设要得到的正弦电压为,应使
(4-21)
式中γ称为输出电压比,
因此有(4-22)
这就是余弦交点法基本公式。
图4-22是对余弦交点法的进一步说明。
电网线电压uab、uac、ubc、uba、uca和ucb依次用u1~u6表示。
相邻两个线电压的交点对应于a=0。
u1~u6所对应的同步信号分别用us1~us6表示。
us1~us6比相应的u1~u6超前30°,us1~us6的最大值和相应线电压a=0的时刻对应。
以a=0为零时刻,则us1~us6为余弦信号。
希望输出电压为uo,则各晶闸管触发时刻由相应的同步电压us1~us6的下降段和uo的交点
来决定。
图4-23不同γ时α和ωot的关系
图4-23给出了在不同输出电压比γ的情况下,在输出
电压的一个周期内,控制角α随ωot变化的情况,图中
γ较小,即输出电压较低时,a只在离90°很近的范围
内变化,电路的输入功率因数非常低。
余弦交接法用模拟
电路来实现线路复杂,且不易实现准确的控制。
采用计算
机控制时可以方便准确的实现运算,使整个系统获得很好的性能。
4、输入输出特性
(1)输出上限频率交交变频电路的输出电压是由许多段电压拼接而成,输出电压一个周期内拼接的电网电压段数越多,就可使输出电压越接近正弦波。
每段电网电压的持续时间是由交流电路的脉波数决定的。
输出频率增高时,输出电压一周期所含电网电压段数减少,波形畸变严重。
电压波形畸变及其导致的电流波形畸变和转矩脉动是限制输出频率提高的主要因素。
就输出波形畸变和输出上限频率的关系而言,很难确定一个明确的界限。
当构成交交变频电路的两组变流电路的脉波数越多,输出上限频率就越高。
当采用6脉波三相桥式电路时,输出上限频率不高于电网频率的1/3~1/2。
电网频率为50Hz时,交交变频电路的输出上限频率约为20Hz。
(2)输入功率因数交交变频电路采用相位控制方式,输入电流的相位总是滞后于输入电压,需要电网提供无功功率。
从图4-23可以看出,在一个输出电压周期内,a角以90°为中心变化。
输出电压比γ越小,半周期内a的平均值越靠近90°,位移因数越低,负载的功率因数越低,输入功率因数也越低。
而且无论负载功率因数是滞后的还是超前的,输入的无功电流总是滞后的。
图4-24给出了以输出电压比γ为参变量时输入位移因数和负载功率因数的关系,输入位移因数就是输入的基波功率因数,其值通常略大于输入功率因数,因此该图也大体反映了输入功率因数和负载功率因数的关系。
可以看出,即使负载功率因数为1且输出电压比γ也为1,输入功率因数仍小于1,随着负载功率因数的降低和γ的减小,输出功率因数也随之降低。
图4-24单相交交变频电路的功率因数
(3)输出电压谐波
输出电压的谐波频谱非常复杂,既和电网频
率fi以及变流电路的脉波数有关,也和输出频率
fo有关。
采用三相桥式电路的交交变频时,输出电压
所含主要谐波的频率为
6fi±fo,6fi±3fo,6fi±5fo,…
12fi±fo,12fi±3fo,12fi±5fo,…
采用无环流控制方式时,由于电流方向改变
时死区的影响,将增加5fo、7fo等次谐波。
(4)输入电流谐波
交交变频电路的输入电流波形和可控整流电路
的输入波形类似,但其幅值和相位均按正弦规律被
调制。
采用三相桥式电路的交交变频电路输入电流
谐波频率为:
(4-23)(4-24)
式中k=1,2,3,…;l=0,1,2,…。
和可控整流电路输入电流的谐波相比,交交变频电路输入电流的频谱要复杂得多,但是各次谐波的幅值要比可控整流电路的谐波幅值小。
前面的分析都是基于无环流方式进行的。
在无环流情况下,由于负载电流反向时保证无环流而必须留有一定的死区时间,就使得输出电压的波形畸变增大。
此外在负载电流断续情况下,输出电压被负载电动机反电动势抬高,这也会造成波形畸变。
电流死区和电流断续的影响也限制了输出频率的提高。
和直流可逆调速系统一样,交交变频电路也可采用有环流控制方式,这时正反两组变流器之间必须设置环流电抗器。
采用有环流方式可以避免电流断续并消除电流死区,改善输出波形,还可以提高交交变频器的输出上限频率,同时控制也比无环流方式简单。
但是环流电抗器使设备成本增加,运行效率也因环流有所降低,因此目前应用较多的是无环流方式。
4.3.3可控硅相控三相—三相方波型交-交变频器
1.单相负载
如图4-25(a)所示,由两组反并联的变流器P和N所组成。
当P组和N组轮流向负载供电时,负载上会出现电压uo,如图2(b)所示。
当P组和N组触发角恒定时,输出电压在半个周期中的平均值是恒定的。
改变两组变流器的控制角α就能够改变输出电压的幅值。
改变两组变流器的切换频率就能改变uo的频率。
(a)(b)
图4-25方波型单相交-交变频电路
2三相负载
1.)电压型三相—三相交交变频电路
三相—三相方波型交-交变频器的主电路如图4-26所示,每一相由两组反并联的三相零式整流电路组成,整流器Ⅰ、Ⅲ、Ⅴ为正组,Ⅳ、Ⅵ、Ⅱ为反组。
每个正组由1、3、5晶闸管组成,每个反组由4、6、2晶闸管组成。
变频器中的换流应分成组与组之间换流和组内晶闸管换流两种情况。
为了在负载上获得三相互差T/3(T为输出电压周期)的电压波形,每组导电时间应为T/3,并相隔T/6换相。
同一时刻应有一个正组和一个反组同时导通,但不允许同一桥臂同时导电,否则将会造成电源短路,每组桥内晶闸管按1、2、3、4、5、6、1顺序换流。
各自及组内导电次序如图4-27所示。
图4-26三相—三相方波型交-交变频器
图4-27变频器各组导电次序
2.)电流型三相—三相交交变频电路
(1)电路结构
把电路适当改画,并在主电路中接入滤波电感,则成电流型电路,如图4-28所示,主电路中的电流可以看作矩形波,如果不接滤波电感,两组整流器直接反接,就是说通过电源来缓冲负载的无功功率,那么因为电网的内阻抗要比负
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- 第4章 交交变频电路汇总 变频 电路 汇总