L6599中文资料及产品方案.docx
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L6599中文资料及产品方案
一
ST公司针对日益广泛使用的LCD-TV电源推出了新一代的HB-LLC控制IC-L6599,它从
L6598改良而来,从而性能更优秀,使用更便捷。
下面介绍IC特色及主要应用。
L6599是一个双端输出的控制器。
它专为谐振半桥拓朴设计,提供两个50%的互补的占
空比。
高边开关和低边开关输出相位差180°,输出电压的调节用调制工作频率来得到。
两个开关的开启关断之间有一个固定的死区时间,以确保软开关及高频下可靠工作。
为使高边驱动采用高压电平位移的构造具有600V耐压,用高压MOSFET取代了外部快
速二极管,IC设置的工作频率范围由外部元件调节。
起动时为防止失控的冲击电流,开关频率从设置的最大值开场逐渐衰减直到由控制环路
给出的稳定状态,这个频率的移动不是线性的,用来减小输出电压的过冲,做到更好的调节。
在轻载时,IC可以强制进入到控制为猝发模式工作,用以保持空载时的最低功耗。
IC的
功能包括非锁定低边制止输入以实现OCP,具有频率移动及延迟关断,然后再自动重新起动。
更高水平的OCP在第一保护电平缺乏时可锁住IC以控制初级电流。
它结合了完整的应
对过载及短路的保护,此外锁住制止输入(DIS)可以很容易地改善OTP及OVP。
与PFC的接口处提供了PFC预调整器在故障时的使能端子,这些故障包括OCP,在猝
发模式时令DIS为高电平。
L6599的内部方框电路如图1所示。
图1L6599HB-LLC控制IC的内部等效电路
L6599的16PIN功能如下:
1PINCSS软起动。
此端接一外部电容到GND,接一电阻到RF端(4PIN),它设置了最
高振荡频率及频率移动到恒定的时间,IC加一个内部开关可以在芯片每次关闭时将此电容放
电(Vcc 此时,ISEN端上的电压超过0.8V, 然后长期保存在0.75V以上。 8PINDELAY过流的延迟关断。 从此端接一电容及电阻到GND,设置IC关断前的过流 最大时间以及IC重起动之后的延迟,每个时段ISEN端电压超过0.8V时,电容就由内部150ua电流源发生器来缓慢放电。 如果此端电压到达2V,软起动电容就完成放电,开关频率被推到最大值。 150uA电流源总保持开启,在此端电压超过3.5V时,IC即停顿开关。 内部电流源也关断,此端电压衰减由外部电阻放电完成。 IC在其电压降至0.3V以下时重新软起动。 用此方法在短路条件下,变换器用非常低的平均输入功率间歇式工作。 3PINCF定时电容。 从此端接一电容到GND,用于内部电流发生器的充电及放电,用 接到4PIN(RFmin)的外部网络调节此内部电流发生器,从而决定变换器的开关频率。 4PINRFmin最低振荡频率设置。 此端提供预置的2V基准,用一支电阻从此端接到GND, 以决定设置最低频率的电流。 用调频的闭环反应调节变换器输出电压。 光耦的光电三极管通 过一支电阻接到此端,电阻值将设置最高工作频率。 一个R-C串连从此端接到GND,以设置 从起动到稳定工作的频率移动范围,并防止过冲。 5PINSTBY猝发模式工作阈值。 此端检测反应控制环的电压,并与内部1.25V基准比拟, 如果此端电压低于基准,IC即进入空载的状态。 其静态电流即减下来,芯片在此端电压超过基准50mV后重新开起,软起动没有实行。 这个功能在负载降到几乎空载时完成猝发模式工作。 此负载水平可用接在光耦到RFmin端的电阻来调节.此端到RFmin在不使用猝发模式工作时可短接。 6PINISEN电流检测输入。 此端检测初级电流,可用一电阻或一电容分压器做无损检测, 此输入无内部逐个周期式控制。 因此电压信号必须滤波以得到平均电流信息。 在其电压超过 0.8V阈值时,软起动电容接到1PIN,内部放电,频率增加以限制功率通过量。 在输出短路 时,其通常接近初级的恒定峰值电流,这个条件允许由2PIN设置,令电流保持在建起值而 不管频率的增加。 第二个比拟器在1.5V基准时锁住器件令其关断,使消耗降到起动前水平。 然后信息被锁住,必须到下一周期IC的电源电压使能,令其重新起动,闩锁被移去。 此时,Vcc 端电压到达UVLO电压阈值以下。 假设此功能不用,将此端连接到GND。 7PINLINE线路检测输入。 此端用一电阻分压器接到高压输入总线端(AC或DC)作布朗 输出保护。 低于1.25V时关闭IC为低消耗,并放掉软起动电容的电荷。 在其电压超过1.25V 时,IC重新使能做软起动,比拟时提供一个电流滞后,内部15uA电流源发生器在其低于1.25V时工作,在其高于1.25V时关断。 此端要用一旁路电容到地,减少噪声干扰。 此端上的电压 上限由内部齐纳限制,齐纳激活时,IC也关断。 正常使用时,此端电压为1.25V~6V。 8PINDIS锁住器件关断。 在内部此端接到一个比拟器,在其上电压超过1.85V时,将IC 关掉,并使功耗降到起动前的水平。 此信息被锁住后,必须重新给IC加电才能令其重新软起动,在Vcc电压降到UVLO阈值以下时,此闭锁才被移去,假设不用要将此端接地。 9PINPFC_STOP漏极开路的PFC控制器级的ON/OFF控制,通常此端开路,用以停顿PFC,用于保护或猝发模式工作。 在IC被DIS>1.85V,ISEN>1.5V,LINE>6V及STBY<1.25V 关断时,此端为低电平。 在DELAY上的电压超过2V时又回到开路状态,此时电压降到0.3V, 在UVLO期间它开路,如果不用它,此端悬空不接。 10PINGNDIC公共端。 低边栅驱动电流回程端及IC工作电流回流端,所有偏置元件回 GND端要各自独立,为星状接法。 11PINLVG低边栅驱动输出端。 驱动能力为源出0.8A漏入0.3A。 驱动半桥电路低边的 MOSFET,在UVLO时此端为低电平。 12PINVccIC供电端。 也是低边栅驱动电压,要0.1uF电容旁路到GND。 也可用一独 立偏置电压供IC的信号局部。 13PINNC高压隔离端。 此端内部不接电路,隔离开高压及低压局部。 14PINOUT半桥的高边驱动输出的地端,高边栅驱动电流的回流端子,PCB布局时小心, 防止因接线太长出现尖刺电压。 15PINHVG高边浮动的栅驱动输出端,可源出0.8A,漏入0.3A。 驱动半桥电路高边的 MOSFET,用一电阻在内部接到14PIN,以确保在UVLO时此端不处于浮动状态。 16PINVBOOT高边栅驱动的浮动电源电压。 升压电容接于此端到14PIN之间,由内部 同步升压二极管给其电平移动,并送来驱动信号。 此专利的构造取代了通常外部加上的高压 二极管。 L6599的应用注意 L6599是一个先进的双端输出专用于谐振半桥拓朴的控制器,在此变换器中,半桥的高边,低边两开关交替地导通和关断〔相位差180°〕,也即工作在各50%占空比,虽然实际占空比即导通时间与开关周期之比略小于50%,其内部有一固定的死区时间TD,将其插在一个 MOSFET的关断与另一MOSFET的导通之间。 在此死区时间内,两只MOSFET都关断。 这 个死区时间可确保变换器正确工作,要确保实现软开关以及高频工作下的低EMI。 为了保证变换器的输出电压调整率,器件要能工作在不同的模式下,各种工作模式取决 于负载条件。 见图2。 图2L6599的多个工作模式 1,在重载,中载及轻载时,张弛振荡器产生一个对称的三角波,此时MOSFET的开关锁 住,波形的频率与一电流相关,它去调制反应电路,结果由半桥驱动的槽路承受由反应环命 令的频率并保持输出稳定,于是它的工作频率取决于传输特性。 2,在猝发模式下,此时为空载或极轻负载,当负载降到此值以下时,变换器进入间歇式工作,一些开关周期是在近似固定频率下工作,且由一些无效的周期间隔开,两个MOSFET 都处在关闭状态,随着负载进一步减小,会进入更长的无效周期,以减小平均开关频率。 当 变换器完全空载时,平均开关频率会降到几百赫兹,于是最小的磁化电流损耗随频率减下来, 容易完成节能要求。 振荡器 振荡器在外部用一个电容CF调节,从3PIN接到GND,用接到4PIN的网络交替地充放 电来定出,此端提供2V基准,有源出2mA电流能力,当源出更大电流时,会有更高频率, 其方框电路见图3。 图3L6599的振荡器内外电路 在RFmin端的网络通常包含三个内容: 1,一个电阻RFmin接到此端与GND之间,它决定最低工作频率。 2,电阻RFmax,接于此端和光耦集电极之间〔其发射极接GND〕,光耦从二次侧传输反 馈信息,光电三极管将调制通过分支的电流,从而调制振荡器的频率,执行输出电压的调制, RFmax的值决定了半桥最高工作频率,此时光电三极管处在饱合状态。 3,一个R-C串联电路〔Css+Rss〕接于此端到GND,用来设置起动时的频率移动,注意 在待机工作状态时,其奉献为0。 下面是最低及最高工作频率之间的数学关系表达式。 在CF定在几百pf或几nf区间后,RFmin和RFmax的值将按所选振荡器频率来决定, 从最低频到最高频,在此频率范围内要能稳压。 不同的选择准那么是在猝发模式工作时对RFmaz将有不同的值。 在图4中,给出振荡波形与栅驱动信号之间的关系。 在半轿的开关结点处示出。 注意, 低边驱动开启时,振荡器三角波上斜,而高边驱动开启时或IC在猝发模式下开关时,低边 MOSFET先导通给升压电容充电,结果,升压电容总是在充电后才令高边MOSFET工作。 工作在空载或非常轻的负载下。 图4振荡器波形与栅驱动信号的关系 当谐振半桥在轻载或空载时,它的开关频率将到达最大值,为保持输出电压在此条件下 仍受控,并防止丧失软开关,必须让有效的剩余电流流过变压器的励磁电感,当然,此电流 产生一些附加损耗,这防碍实现变换器在轻载下的低损耗。 为克制此问题,L6599的设计使变换器间歇工作〔猝发式工作〕,用插入几个开关周期中 给出空闲的输出,令两功率MOSFET关断,这样平均开关频率就减下来了。 结果,实际磁化 电流的平均值及相关损耗也减下来了,使变换器成为节省能源的推荐品。 器件用5PIN可使其工作在猝发模式下,如果加到此端的电压降到1.25V以下,IC将进 入空闲状态,此时两个栅驱动输出都为低电平,振荡器停顿工作,软起动电容Css保持在充 电状态,仅有RFmin端的2V基准留住以使IC有最低的消耗。 Vcc电容也放了电,IC将在此 端电压超过1.25V的50mV以上时恢复工作。 执行猝发模式工作,加到STBY端的电压需要与反应环路相关,图5示出最简单的关系 适于窄输入电压范围工作。 图5窄输入电压时的猝发工作模式图6宽输入电压时的猝发工作模式 实际上,RFmax由开关频率fmax定出,超出后L6599进入猝发模式工作,一旦fmax固 定,RFmax即可求出: 注意: 除非fmax在前面考虑,此处fmax是结合某些负载POUTB,在最小值时的状态, POUTB由变压器峰值磁化电流足够低,不能产生音频噪声为决定。 谐振变换器的开关频率,还取决于输入电压。 因此对图5有较大输入电压范围的电路, POUTB的值将变化,要予以考虑。 在此情况,推荐如图6的安排。 变换器的输入电压到STBY 端,由于开关频率与输入电压的非线性关系,要更实际地找出校正RA/(RA+RB)的适宜数值,这需要少量改变POUTB的值,小心地选择RA+RB总值必须大于Rc,以减小对LINE端电压的影响。 无论如何,用此电路时,它的工作可如下描述。 由于负载降到POUTB值以下,频率会试 图超过调整值fmax,STBY端上的电压也将低于1.25V,IC然后停顿两功率开关的驱动,于 是半桥的两功率MOSFET处在关断状态,VSTBY电压会随反应结果而增加,能量传输停顿。 在其电压升到1.30V时,IC重新开场开关。 此后,VSTBY将再变低,重复能量猝发,使IC停 止工作。 以这种方法变换器即工作在猝发模式,且接近一个恒定低频,随负载的进一步减小,会使频率再减小,甚至达几百赫的水平,图7示出时序图,表示出其工作种类,示出最有用 的信号,用一支小电容从STBY接到GND,仅靠IC放置,减小开关噪声,实现清洁式工作。 图7L6599在不同工作模式下的时序图 为帮助设计师满足节能要求,在PFC的功率因数校正局部,因为PFC预调整器领先于 DC/DC变换器工作,器件允许PFC预调整器在猝发模式工作时被关断,从而消除PFC局部 的功耗约0.5~1W,也因低频时EMI的调节要参照正常负载,所以变换器在空载及轻载时没 有限制观察。 为做到这一点,器件提供9PIN作〔PFC_STOP〕开集电极输出,通常为开路,在IC工 作于猝发模式的空闲周期时,令其为低,此信号用于关断PFC控制器如图8所示。 L6559的 UVLO端保持开路,以使PFC首先启动。 图8L6599关断PFC控制IC的电路 软起动 通常讲,软起的目的是为起动时逐渐增加变换器的功率能力,为防止过冲电流,在谐振 变换器中,给出的功率取决于频率上下,所以软起动是采用让开关频率从高到达控制环路的限定值来做的,所以L6559变换器的软起动简单地加个RC串联电路从4PIN接到GND。 图9L6599的软起动内外电路 开场时,电容Css完全放电,所以串联电阻Rss与RFmin有效地并联,结果初始频率取 决于Rss和RFmin,由于光耦的光电三极管此时关断,〔要等到输出电压建起反应后〕。 Css电容逐渐充电直到电压到达2V基准电压。 随之,通过Rss的电流降到0,典型为5 倍的常数Rss*Css值。 此前,输出电压将紧靠稳定值,直到反应环工作,光耦的光电三极管 将决定此时负载下的工作频率。 在此频率摆动期间,工作频率将随Css电容的充电而衰减,开场时充电速率较快,随后 充电速率逐渐慢下来。 这种频率非线性的变化,取决于槽路,它使变换器的功率能力随频率 变化,但输出功率迅速地随其变化。 结果,随着频率线性涌动,平均输入电流是锯齿状增加,没有峰值出现,输出电压几乎 没有过冲地到达稳定值。 典型Rss和CSS的选择基于下面的关系式: 此处,fstart推荐至少4倍于fmin,对Css适宜的准那么是相当经历的成分,以及在有效 的软起动和有效的OCP之间的折衷,参照图10的时序曲线。 电流检测OCP和OLP 谐振半桥根本上是电压型控制,因此电流检测输入仅作OCP保护用。 不象PWM控制的变换器,能量流是由初级开关的占空比控制的,在谐振半桥中,占空比是固定的,能量流是由开关频率控制的,这也冲击着限流方法的实现。 此时,PWM控制的 变换能量流可以用终止开关导通来限制,在检测出电流超出现有阈值即可限制。 而在谐振半 桥中,开关频率即振荡器频率必须增加才能迅速关闭开关,这至少要在下一个振荡周期才能 看到频率的变化,这就是说必须有效地增加频率才能改变能量有效流动,频率改变速率必须 比频率自身要慢。 这样,运行中意味着逐个周期式限流行不通,因此,初级电流的信息送到 电流检测输入的信号必须是平均值的。 当然,平均的时间不能太长,以防止初级电流到达或 超过最大值。 图11和图12用一对电流检测表示出此特点。 电路图11是一个简单仅用一个检测电阻 Rs即可以,但损伤了效率。 图12可更有效,但是在效率指标要求很高时才推荐使用。 图11用电流检测电阻的检测电路图12用并联电容检测过流的检测电路 器件提供电流检测电流输入端〔6PINISEN〕并给出过流管理系统,ISEN端内部接到第 一比拟器的输入,比拟参考电平为0.8V,第二比拟器参考电平为1.5V,如果加到此端的外部 电压超过0.8V,那么第一比拟器触发,使内部开关开启,并放掉Css电容的电荷,这会迅速增 加振荡器的频率,从而限制了能量的传输,放电直到ISEN端电压降下50mV,这样此平均时间为10/fmin的范围,保证了有效频率的上升,在输出短路时,这个工作的结果接近恒定峰 值的初级电流。 通常,ISEN端的电压可过冲到0.8V,当然如果ISEN端电压到达1.5V时,第二比拟器 将被触发,L6599将关断,并锁住两个输出驱动及令PFC_STOP端变低电平,因此关断了整 个系统,IC的电源电压必须拉到UVLO以下,等到再次升到起动电平以上时,才能再起动, 如果软起动电容Css太大就可能出现,所以它的放电不能足够快,或在变压器磁化电感饱合 时或在二次侧整流短路时才出现。 在图11的电路中,检测电阻Rs串在低边MOSFET的源极到GND。 注意实际连接的谐振电容处,用此方法,Rs上的电压就与高边MOSFET中流过的电流相关了,在多数开关周 期中都是正的。 除非谐振电流在低边MOSFET反转的时段,但此时低边MOSFET已关断,假设RC滤波时间常数至少10倍于最小的开关频率fmin时段,那么Rs的近似值可用下式表示: 此处,Icrpkx是最大的流过谐振电容和变压器初级绕组的峰值电流,相应也是最低输入 电压及最大负载下的电流。 图12的电路可以工作在两个不同的方法,如果电阻RA与CA相串联,且数值较小,那么电 路工作象一个电容性电流分压器,CA典型选在RR/100或少一些,要用低损耗型,检测电阻 RB用下式计算: CB将按RB*CB为10/fmin来选择。 如果电阻RA与CA相串时不是很小,电路的工作象一个跨过谐振电容Cr的纹波电压分压器,在运行中与通过Cr作用的电流相关,再有CA也将典型无择等于CR/100或更少一些,这 个时段不必是低损耗型的,这时的RB为: 此处,CA(XCA)和CR(XCr)在这个频率条件下计算,即IcrpK=IcrpKxCB将成为RB*CB, 其范围为10/fmin。 无论如何,电路进入实用,Rs或RB的计算值都要考虑第一个剪切值,在经历的根底上 加以调整。 在过载或输出短路时,OCP在限制初级以次级能量流上是有效的,但通过二次绕组及整 流元件的输出电流在此条件下可能比拟高。 如果连续出现此现象的话,会危机变换器的平安。 为防止其在任何此条件下产生的危险,通常强制变换器间歇式工作。 为了带来平均输出电流 值给变压器及整流元件的热应力,这可较容易地掌握。 用L6599的设计师,可调节外部最大时间TSH,即变换器允许过载运行或在短路下运行 的时间,过载或短路时间必须小于TSH,这段时间内不会有任何动作,因此提供应系统具有 免除短期征兆期的功能。 如果TSH超出过载保护(OLP)的过程被激活,将关闭器件。 在连续过 载/短路的情况下,将用一个用户定义占空比的方法连续中断工作。 图10软起动和过流时的波形和时序图 这个功能与2PIN〔DELAY〕有关,借助电容Cdelay,及并联电阻Rdelay接到GND,由 于ISEN端电压超过0.8V,第一级OCP比拟器动作,Css放电,接通内部电流发生器。 它源出150uA电流〔从DELAY端〕并给Cdelay充电,在过载/短路期间,OCP比拟器及内部电 流源迅速地激活,且Cdelay将用平均电流充电。 它取决于电流检测滤波器电路的时间常数。 Css上的谐振电路的特性。 由于Rdelay的放电可忽略不计,考虑时间常数将典型地很长。 这个工作将到来,而且直到Cdelay上的电压到达2V,它定义了时间TSH,TSH到Cdelay 没有简单的关系,这样它实际上由Cdelay根据经历决定。 作为运行指示,在Cdelay=1uf时, TSH将是100ms。 一旦Cdelay充电到2V,内部开关将Css放电,强制连续为低电平,不去管OCP比拟器 的输出,150uA电流源连续导通,直到Cdelay上的电压到达3.5V,此时段为TMP。 对TMP以ms表示,Cdelay以uf表示,在此期间L6599运行在接近fstart的频率上,以 便减小谐振电路内部的能量,随着Cdelay上电压到达3.5V,器件停顿开关,PFC_STOP端拉到低电平,还有内部发生器也关断,所以Cdelay慢慢地由Rdelay放电,IC在Cdelay电压低 于0.3V时再次重新起动,Tstop为: 图10给出工作的时序图。 注意,如果在Tstop期间,L6599Vcc上的电压降到UVLO阈值以下,IC会保持记忆, 而在Vcc超过起动阈值后,不再立即重新起动。 如果V(delay)仍高于0.3V,还有PFC_STOP 端停在低电平的时间会如V(delay)一样长地大于0.3V。 注意,在过载时间小于TSH的情况下, TSH的值在下一次过载时会变得较低。 锁死关断 器件配备一个比拟器,其有一同相端引出,接于8PIN(DIS),内部的反相输入端接于 1.85V的基准,随着此端电压超过内部阈值,IC会立即关断,其功率消耗减到一个低值,锁 死信息必须让Vcc端电压降到UVLO阈值以下,这样才能复位锁住,并重新起动IC。 这个功能用于执行过热保护,从外部基准电压用一分压器接在此端作偏置,上部电阻为 NTC,令其靠近发热元件,如MOSFET,或者二次侧的二极管或变压器。 OVP也可以用它来执行,用检测输出电压或经光耦传输一个过压条件即可。 线路检测功能 此功能基于停顿IC。 随着输入电压到变换器时降到低于规定范围,让它在电压返回时重 新起动,检测电压可是整流滤波的主电压。 在此情况,即作为布朗输出保护。 也可以用PFC 预调节器的输出电压保护,此功能服从于POWER-ON及POWER-OFF功能。 L6599在输入欠压时关断。 此是用内部比拟器完成,如图13所示,其同相输入端为7PIN(LINE),比拟器反相端内部接于1.25V。 如果LINE端电压低于内部基准,在此条件下, 软起动即被制止,PFC_STOP端开路,IC功率消耗减下来,PWM工作重新使能状态要在此端电压高于1.25V。 比拟器用一个电流滞插入形成比拟器的电压窗口。 在LINE端上电压低于基准时,内部1uA电流漏被激活翻开,假设电压高于基准,即关断。 这种方式提供一个附加的自由度,使
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