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12模拟信号处理与转换
模拟信号处理与变换
一、电压频率变换
二、频率电压变换
三、4-20mA电流变送
四、电流电压变换
五、光耦合隔离
六、磁电变换
一、电压频率变换
如果变换器的输出信号频率与输入电压的大小成正比,则把这样的变换器称为电压—频率变换器,即V/F变换器。
如果反过来,变换器的输出电压的大小与输入信号频率成正比,则成为频率—电压变换器,即F/V变换器。
由于频率信号在信号传输和运算过程中失真和误差小,因此V/F和F/V变换器得到广泛应用。
在交流变频调速中,变频器也是一种电压—频率变换装置,它用0-10V电压控制变频器输出频率,不过现今的变频器都是采用微处理器实现的,结构复杂。
本节将介绍V/F、F/V变换的一般原理及其应用的例子。
V/F变换的基本原理是用一个模拟电压去控制一个振荡器的振荡频率,这种频率受外加电压控制的振荡器被称为压控振荡器,简称VCO。
因此V/F变换的根本问题是压控振荡,压控振荡器输出波形可以是矩形波、三角波,也可以是正弦波。
在许多情况下V/F变换器的输出被接到数字处理系统上,因此希望变换器的输出为矩形波或脉冲波,本节主要介绍这类压控振荡器。
在有些场合,如变频系统则希望采用正弦波,正弦波压控振荡器的电路相对要复杂一些,这方面可参阅有关资料。
(一)压控振荡器工作原理
图l是一个简单的压控振荡器电路图和工作波形图,它由一个反相积分器和一个滞回比较器组成,输入电压UI必须大于零。
设某时刻比较器输出uO为正,因此VT截止,积分器进行负向积分,积分速率与输入电压UI成正比,随着负向积分,uO1下降,比较器的同相输入端电压u+2也不断下降。
当u+2下降到0V,比较器开始进入转折,由于滞回反馈的作用,比较器迅速翻转,uO从+VZ跳变到-VZ,于是VT导通,积分电容通过VT迅速放电并进入反向充电,积分器进入复位阶段。
由于放电电流足够大,因此uO1和u+2迅速上升,直到u+2上升到0V,比较器又一次翻转,再次进入反相积分,开始一个新的循环,产生了自激振荡。
各部分的波形如图l—l(b)所示。
振荡频率与输入电压UI的关系分析如下:
首先考虑反相积分时间T1,在[t1,t2]区间,有:
由于当t=t1时,uo1|t1=Uo1m;当t=t2时,uo1|t2=-Uo1m,所以:
(1-1)
这里Uo1m是uo1的峰值电压,发生在比较器转折点,因此:
(1-2)
代入式(1-1),得:
(1-3)
现在考虑积分器复位时间T2,与上述推导方法相似,不难得出:
(1-4)
在式(1-3)和式(1-4)中:
当取
,则
,于是
,因此:
图1简单压控振荡器
振荡频率为:
(1-5)
此式表明输出电压uo的频率f与输入电压UI成正比,如图1(c)所示。
在本例中R1=100kΩ,R4=R6=10kΩ,C=0.0μF,VZ=5V,所以:
即该变换器的变换系数为100Hz/V。
以上的电路结构比较简单,但由于复位阶段放电电流受Al输出能力限制,T2不可能无限减小,所以误差较大,特别在高频段误差更大。
(二)集成V/F变换器LM331
简单的压控振荡器实现的V/F变换存在精度低、频率范围窄的缺点,精密的压控振荡器电路比较复杂,而LM331是一种价廉的精密集成V/F变换器件,其线性误差小于0.01%,最高频率可达l00kHz,由于大部分功能电路集成在芯片中,所以外接元件较少。
LM33l的原理框图如图2所示,图中虚线为外部接线,Ro、Rs、RT、RL、CT、CL是外接元件,主要是定时阻容元件。
LM331中的基准源产生一个稳定的l.9v基准电压VREF,经过A1和VT2把脚2的电位也钳在1.9V,于是镜象电流源的设定电流I2为:
从脚1流出的I1是I2的镜像电流,因此:
(1-6)
上式表明通过调节外接电阻RS,可以改变I1的大小,即改变了对电容CL的充电电流大小,这将会直接影响输出电压频率的量程。
当然I1能否从脚1流出还要取决于电流开关SA的位置。
LM33l的另一个关键电路是以R—S触发器为中心的定时比
图2LM331原理框图
较电路,当脚7电压UI高于脚6时,输入比较器A2的输出使R—S触发器置位,它的输出端Q打开输出晶体管VTl和电流开关SA(SA与脚1接通),Q-端关闭复位晶体管VT3,于是镜象电流I1向电容CL充电,同时VCC通过RT向电容CT充电。
当脚5的电压(即CT两端电压)上升到2/3VCC时,定时比较器A3翻转,使触发器复位,一方面Q端关闭输出晶体管VTl和电流开关SA(SA与脚2接通),另一方面Q-端使复位晶体管VT3导通,于是CT通过VT3迅速放电。
CL则通过RL放电,当脚6的电压(即CL两端电压uCL)降到略低于脚7的电压时,则触发器再次被置位,开始一次新的循环,如此周而复始,在脚3输出一个频率为fo的脉冲电压信号uo。
这里要指出的是当脚5电压升高到2/3VCC时,如果脚7电压仍高于脚6,则触发器不会复位,Il继续向CL充电,直到CL上电压uCL略高于脚7电压UI时,触发器才复位,不过这种情况只发生在初始条件下和UI发生跳变情况,一旦CL上电压上升到UI之后,就进入正常的充放电交替过程,此后脚6的电压在脚7电压附近波动。
在进入稳态后,LM331的输出频率fo与输入电压UI之间是什么样的关系呢?
根据以上分析可以知道,进入稳态后CL两端电压uCL稳定在UI附近波动,即:
(1-7)
因此充电期间向CL充入的电荷总量Qc与放电期间CL放出的电荷总量Qd必须相等,这是以下分析的出发点。
设电流开关接通时间为TC(即CL充电时间),它与定时回路RTCT有关,在CT充电阶段中CT两端电压为:
当CT充电到临界电压2/3VCC时,
于是
(1-8)
在TC期间I1向CL充电电荷为:
(1-9)
电流开关关闭时间为:
(1-10)
电流开关关闭(CL放电)期间CL释放的电荷为:
(1-11)
由于QC=QD,根据式(1-9)和式(1-11)得:
将式(1-6)和式(1-8)代入上式,得:
(1-12)
式(1—12)说明LM33l的输出频率与输入电压大小成正比,变换系数为
。
图3是用LM331组成的10v—l0kHz的变换电路,与图2相比增加了增益调节和失调调节,通过调节电位器RP2来改变R5,使变换系数为lkHz/V,调节RP2可以修正输入失调,起到调零的作用。
输入端加有电阻RI,为的是使输入比较器的脚7和脚6输入电阻平衡,减小输入失调电流的影响。
C1和及R1一起组成低通滤波,从前面的分析知道阶跃的输入电压会引起输出频率的间断,所以输入加一个低通滤波器减小输入电压变化的斜率是必要的。
输出管VT1集电极开路,所以外接的输出电阻Ro可接到不同的电源电压下,本例中接到一个十5v的逻辑电源上,便于与后面的数字电路连接。
为保证变换的精度,图3中的CL、CT应采用低介质损耗的电容,RT、RL、Rs应采用低温度系数的电阻。
图3电路的非线性误差可以达到土0.03%,能满足一般工业要求,对于精度要求更高的场合,可以通过改进外部的电路结构组成非线性误差达到土0.01%的10V-10kHZ的精密V/F变换器。
图310V-10kHZ的V/F变换器
二、频率电压变换
F/V变换即频率—电压变换,最容易实现的方法是脉冲频率调制(PFM)法。
这种方法的基本点是在固定脉冲宽度的前提下,当改变脉冲频率时,其输出电压的大小与频率成正比变化,可用图4的原理框图和波形图作扼要说明,脉宽定时电路把输入信号的脉冲电压u1变换成恒定脉宽信号up,低通滤波器的输出电压UO等于脉冲电压up的平均值,而up的平均值为;
(1-96)
图4F/V变换原理
其中Upm为up的幅值,TP是up的脉宽,这两项都为常数,fI〔=1/T〕是输入信号频率,因此UO与频率fI成正比。
从上述分析可以看出,高精度的脉宽定时和高稳定的脉冲电压幅度是F/V变换的关键。
分析LM331内部结构不难发现LM331包含了一个脉宽定时电路,所以用LM331也可以构成F/V变换器,如图4所示。
它的变换精度可达土0.06%,工作原理分析如下;
输入频率信号电压u1的下降沿经过输入微分电路RI、CI得到一个负向微分脉冲电压,加到LM331的脚6,输入比较器翻转,使R—S触发器置位,触发器Q端打开电流开关SA,Q-端关闭复位晶体管VT3,于是镜象电流源I1流入电阻RL形成脉冲电压I1×RL。
同时VCC通过RT向电容CT充电,定时开始,根据式(1—6)可知脉冲电压幅值为:
。
图410kHz-10V的F/V变换器
根据式(1—91)脉冲宽度为:
进一步由式(1—96)得:
如果容量足够大的电容CL与RL并联,则构成了最简单的低通滤波器,于是得到稳定输出,
(1—97)
其中
是F/v变换系数,与式(1—95)比较可以发现v/F和F/v变换系数互为倒数,显然它们互为逆变换。
这里要注意两个问题,一是输入微分电路的时间常数不要过大,一定要保证负向微分脉冲宽度小于1.1RTCT,否则影响定时精度。
二是F/v的频率响应比v/F要慢得多,特别当要求比较平滑的输出电压Uo时,不得不加大滤波电容CL,或采用高阶低通滤波;使输出频率响应变得更慢。
三、4-20mA电流变送
(一)基本电路原理
图1-7是最简单的电压—电流变换器,输入电压为UI,输出电流为IO,RL是负载电阻。
根据深负反馈条件下运算放大器工作原理不难分析如下:
图1-7式(1-10)
式(1—10)中R是电流取样电阻,变换系数为1/R,R的值可根据UI、Uo的量程确定,Io与UI成正比,而与负载电阻RL无关,也就是说这个变换器有很强的负载能力。
从反馈的角度看,这是一个深度负反馈电路。
RI的作用只是为了平衡运放输入两端的电阻,一般可RI=R//RL,有时也可不用。
该电路原理很简单,但在应用时必须注意以下两个约束条件:
(1)运算放大器有较大的共模输入电压,其大小就是UI。
因此UI应小于运放的最大共模输入电压Uicm,即:
如果UI的最大值太大,应经分压器衰减后再输入。
(2)从式(1—10)表面上看,IO与RL的大小无关,但事实上RL不能过大,更不能开路,因为运放的最大输出电压Uopp受它的工作电压饱和压降限制,RL不能无限大,当:
运放进入非线性区.式(1—10)就不能成立,因此必须满足:
(1—l2)
其中Iomax和RLmax分别是Io和RL的最大值。
图1—7电路的输出电流Io的最大值受运放的输出能力限制,图1—8的电路则采用复合晶体管来扩展输出电流,VT1采用场效应管,其栅极电流可忽略不计,保证Io=IR.以满足式(1—10)的变换关系.VT2是功率三极管,最大功耗发生在Io达到最大,而RL=0的情况,因此选择VT2时要满足:
(1-13)
注意这个电路只能单向工作,即Ui必须大于零,而图1-7的电路允许Ui为负值。
图1—8具有大电流输出能力的电压/电流变换器
(二)4-20mA电流变送
与电流—电压变换器一样,在某些场合下要求输入或输出不从零开始,例如信号发送端常要把0-5v电压信号变换成4—20mA电流信号,变换特性如图1—11(a)所示。
在这种情况下,R仍依据式(1—7)计算得R=312.5Ω,零点则用加偏置的方法调整,不过由于电压—电流变换器中的运放输入端都不是虚他的,所以把偏置直接加到变换器上比较困难,如果把偏置电路和变换器分开考虑就简单了,图1—11(b)电路就是如此。
AI相A2构成偏置电路,A3是与图1—7相同的电压—电流变换器,根据图1—11(a)的特性曲线可得直线方程:
设
这是一个求和运算,图1—11(b)中A1和A2完成了这功能。
这个偏置电路也可采用同相求和电路,这样可以省一个运放,但是一旦要修
改其它参数时,不如反相求和电路方便。
A3组成的变换器部分也可以用图1—8电路代换。
.
如果图1—11(b)电路中运放采用LF412,在电源电压为土15V,IL=20mA时,它的最大输出电压UOPP=土10v,则RL的最大值可以按式(1—12)确定:
即RL允许在0-187.5Ω之间变化。
如果想加大RLmax可用减小R的办法来实现,但同时应对Ui进行衰减。
假设把图l—11(b)电路中R改为312.5/2=156.25Ω,R7改为10kΩ/2=5kΩ,其它条件不变,则RLmax可增大到343.75Ω,而变换关系保持不变。
四、电流电压变换
(一)基本电路原理
图1—2(a)是一个带有运算放大器的有源电流—电压变换器的电路图,根据深负反馈条件下运算放大器输入端虚短和虚断原理,
因此:
(1—5)
图1—2基本电流—电压变涣器
其中Ii是变换器的输入电流,Uo是变换器的输出电压,R是变换系数,或称作变换器增益,负号表示输出与输入的相位互为反相,图1—2(b)是变换特性曲线,它是过原点的斜率为-R的直线。
若要得到同相变换关系,只需要在输出端再加一级反相跟随器,如图1—3所示,其变换式为:
(1—6)
显然这样的电路弥补了图1—1简单电路的不足,图1—2和图1-3的电路具有带负载能力,带负载能力基本上取决十运算放大器本身的输出能力,另外输入端的电压
,也就是说变换器的等效输入电阻为:
图1—3同相电流/电压变换器
这对于电流信号原来说是理想的,因为对那些内阻不是无穷大的电流源来说.Ri越小影响就越小。
例如大多数D/A变换器是以电流形式输出的,所以通常要另加电流—电压变换器,变成电压信号.为了保证精度要求,希望这个变换器的输入电阻等于零,因此常采用图1—2(a)的电路。
变换系数及是变换器的重要参数,R的大小由变换器的输出量程来决定。
设输入电流范围为
,对应的输出电压范围为
,则:
(1-7)
在大多数情况下,取Imn=0、Umin=0,那么式(1—7)简化为:
(1-8)
对于一个0-1mA—0-5V的变换器,则:
为保证变换器的稳定性,R应选择低温度系数的精密电阻。
在选择运放时,应注意对于微电流信号的变换一定要选用低输入偏爱电流的运算放大器,否则在图1—2(a)中的
与信号电流Ii相比就不能忽略不计,使变换精度大大下降。
例如某变换器的输入电流范围为0-10uA,应选用CA3140(F3140)等高阻型运放而不要选用uA74l(F007)等,因为CA3140的最大输入偏置电流仅为50pA,而uA741的最大输入偏置电流可达0.3uA,对10uA量程的输入信号电流来说,前者可以忽略不计,后者则不行,将使变换误差大大增加。
(二)特性曲线不过原点的电路
在某些情况下,可能要求
或
,例如把4—20mA变成为0-5V电压信号,这个变换持性可用图1—5(a)的特性曲线描述,它是一条不过原点的直线,它可用式(1—9)的直线方程表示:
(1-9)
R是变换系数,也是特性曲线的斜率,
R也可以用式(1—7)直接计算,结果相同。
式(1—9)中(Ii-4)表示Ii和-4mA相加,因此可用求和电路实现,也就是说要在输入端加一(-4)mA偏置电流,最终的电路如图1—5(b)所示。
当然也可以把偏置加列A2上,方法很多。
如果
,也可以通过调整偏置的大小来满足。
读者可根据求和电路基本原理自行设计满足各种变换要求的电路。
图1-5(b)电路中运放A1在选型时要考虑其负载能力大于20mA,LF412能满足这要求,并且是低输入偏置,低失调的运放,因此是比较适宜的。
图1-54—20mA---0-5V交换器
五、光耦合隔离
光耦合器件是一种光作为信号传递媒介的耦合器件。
它的基本工作原理与物位光电检测和红外遥控相同,都是用发光器件把电信号变换成光信号,光信号被传递给接收端,由光敏器件把光信号变换成电信号,不同之处在于光耦合器件是把发光器件和光敏器件封装在一个外壳中,一个器件完成了电—光—电变换。
由于输入到输出的信号传递是靠光完成的,没有电磁联系,并具有单向传递的特点,因此具有理想的电磁隔离性能,能十分有效地防止各种电磁噪声于扰,所以光耦合器件也称作光隔离器件或光电耦合器件。
光耦合器除了具有良好的隔离性能,还具有体积小、寿命长、无触点、既能传输交流信号又能传输直流信号等优点,因此被广泛用于高低压之间的隔离和控制信号与强电信导之间的隔离,包括信号传输线、继电器驱动、工业控制设备、计算机外设等各个方面。
(一)带V/F和F/V变换的线性隔离放大器
图1带v/F和F/v变换的线性隔离放大器
图1是一种带V/F和F/V变换器的线性隔离放大器原理框图,它是一种电压—频率、电—光、光—电、频率—电压变换器,输入电压Ui经过v/F变换,变成频率信号,经过光耦合到F/v变换器,再变成电压Uo输出。
在这里光耦合器传输的是频率信号,在传输过程中频率不会发生失真,而信号幅度和波形的失真都是无关紧要的。
因此整个电路特性只与v/F和F/v变换器有关。
关于v/F和F/v变换原理已作了说明,V/F和F/v变换比较容易达到影较高的精度和稳定性,所以这种隔离放大器具有良好的线性度和稳定度。
(二)典型的TTL电路之间的光耦合接口
图2是用来传输脉冲信号的光耦合电路,Gl作为光耦合
器的输入驱动门,由于TTL电路低电平输出负载能力较强,所
以一般都采用低电平驱动。
当Gl输出为低电平时,IF流入Gl,IF
的大小由RD决定,当G1输出为高电平时,G1只能往外拉电流,因
此IF=0。
G2作为光锅台器输出信号整形门,由于光敏三极管输出
的开关时间比较大,tr、tf在微秒级,因此输出整形是必要的,必要
时还可采用多级整形或施密特整形。
图2数字光藕合接口电路
(三)继电器控制电路
继电器的触点能承受较高电压和较大电流,过载能力强,在工业控制设备中仍具有重要地位。
但继电器触点和线圈的通断都会产生很强的干扰信号,因此在数字设备中常用光耙合器把继电器和控制电路隔离开来,图3是用光耦合器驱动继电器的典型电路。
图3继电器控制电路
(四)光耦合器在晶闸管电路中的应用
晶闸管被广泛用于可控整流、交流调压、无触点开关等电路中,在这些应用场合,晶间管大多被直接连接在交流220V或380V的动力线路中,从安全角度必须与控制电路隔离。
另外晶闹管在导通相关断时都可能产生瞬时尖峰电压,特别在移相触发电路中,交流谐波成分大大增加,这些都形成了很大噪声干扰,因此从抗干扰的角度,也必须采取隔离措施。
过去传统技术采用隔离变压器,现在采用光耦合器隔离,对电磁干扰的隔离更为有效,这对于日益发展的计算机控制系统具有重要的意义。
另外采用光耦台器可以非常容易地得到宽触发脉冲,并具有可靠、体积小等优点。
图4是一个用光耦合器触发的小功率单相半波可控整流电路,该电路可提供50mA控制极触发电流。
Rc是限流电阻,Re是控制极旁路电阻,用以减小Iceo对控制极的影响,Rc是浪涌电压吸收回路。
对于大功率品间管则最好提供100mA以上的控制极触发电流,图5是一种大功率双向品闸管触发电路,用一个中功率三极管扩展驱动电流。
该电路提供负向触发电流,这是因为双向晶闸管负脉冲触发灵敏反高于正脉冲。
以上两种电路都存在一个缺陷,光耦台器的输出端还需要一个低压直流电源供电,并且光耦合器的输出端和驱动三极管都是低耐压器件,而它们的负载端通常含高压,因此不十分安全,给印刷电路板布线也带来麻烦。
晶闸管型的光耦台器出现之后,在晶闸管控制电路中品闸管型逐步取代了三极管型。
图4小功率可控硅驱动电路
图5大功率双向晶闸管触发电路
六、磁电变换
与磁相关的物理现象很多,越来越受到人们的重视和关心,与磁有关的信号变换的基本效应就有磁电效应、磁光效应、热磁效应、压磁效应等。
其中磁电效应得到最广泛的关注,在磁电效应中霍尔效应尤为重要,以霍尔效应制成的各种磁电变换器件在电子线路、设备、工业测控中得到广泛的应用。
本章将介绍霍尔效应的原理和霍尔器件的特性以及它们应用。
(一)霍尔效应
当通有电流I的导体薄片放在磁感应强度为B的均匀磁场中,如果I与B垂直,那么在垂直于电流和磁场的导体两侧面将产生电位差UH,如图1所示。
这种现象是霍尔(Hall)在1879年发现的,因此把这种现象称为霍尔效应,电位差UH称为霍尔电势。
图1霍尔电势的产生
(二)线性霍尔传感器的应用
线性器件主要用于磁感应强度的测量和弱磁场变化的测量。
图2钢球探测器
图2是一个钢球探测器,当钢球经过霍尔器件上方时,由于钢球的导磁率远离于空气,使钢球与磁钢之间磁通密度增大,因此UGN3501T输出电压发生20mV负阶跃变化,经放大可以驱动负载。
应用时应注意UGN—3501T的标记面(也就是敏感面)应朝向钢球.以便得到较大的磁通变化,从而输出信号幅度较大。
如果要想在钢球经过时得到一个正阶跃输出,只要把磁钢极性颠倒一下就可以了。
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