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深入剖析A3电源
深入剖析A3电源
索杨军
2001年9月15日
注:
该文章约在2002年首次发表于《家电维修》杂志。
这是原文,发表时略有改动。
A3电源(电路图参照《家电维修》2001年1期36页图①)目前在彩电中的应用最为广泛,它有两大特点:
1.尽可能不用电解电容,只保留300V输入和取样电压(主电压)输出两个必不可少的滤波电解,可靠性空前绝后。
2.从正反馈环路的各点多次分流出负反馈,矛盾一体,攻守兼备,更利于“动态平衡”,又巧妙扩展了稳压范围。
此外,该电源结构简单,维修方便,性价比最高。
对如此好的电源,笔者想从多方面进行分析,谈谈个人的见解。
一、进一步认识电源原理
近年来各杂志对其原理有大量文章论述,但多数是“克隆”品,毫无新意,许多观点极为片面,甚至错误,因此应当去透视这些认识中的“盲区”:
1.“C515——延时调制的电路”。
若C515开路,当正反馈电压特别是启动电压一旦加至开关管基极,都会立即被一个“特殊电路”短路到地,无法正常激励开关管,电源不能启动不能工作。
该“特殊电路”主要由V512组成,R526、R515是基极偏置电阻,R524是集电极负载电阻,它有三个输入信号:
①VD517负极的启动电压或正反馈电压经R526输入;②VD517正极的正反馈电压经VD518、VD519、R523输入;③启动工作后从V511集电极来的负反馈电压。
该“特殊电路”的供电电源恰好是VD517负极的启动电压或正反馈电压。
正是因为C515的充电延时作用,才使得该“特殊电路”中的V512暂缓导通,即等到开关管导通一定时间后V512再开始履行其调制功能,免于以上“悲剧”发生。
C515可称为“延时调制电容”。
不难看出,C515容量越大延时越长,开关管不受调制无拘无束的自由导通时间也越长,电源的负载能力越强,但过长有危险,开关管会因失控太久而电流无限制增大,工作时尤其是启动时会发出“吱——”的尖叫声,甚至在启动瞬间烧毁。
因此,C515的容量大小必然决定了开关管的最大电流,又可称之为“过流限制电容”或“过流保护电容”。
2.“VD516——关闭调制的电路”。
当V512履行其调制功能后,开关管电流就要开始下降,变压器绕组①端会感应出负的电压。
此时假设R517或VD516开路,C515上的电荷便无法通过R517、VD516以及变压器①~②绕组迅速释放后再继续反向充电,V512基极电压居高不下,迟迟不能转入截止状态而关闭调制功能,使得开关管难于再次导通,以至于停振或弱振,导致电源无输出或输出电压很低。
VD516可称为“关闭调制的放电二极管”。
适当减小R517的阻值,可加快关闭调制的速度,以缩短开关管的截止时间,以利于再次提前导通,这样对电源的负载能力有一定好处,同时又能减小开关管的开启损耗。
3.“VD519——过压输入的保护电路”
当电源正常工作时若电网电压突然升高,因开关管导通时电流上升速度加快,当然会导致正反馈脉冲峰值升高,VD519会立刻被过压击穿,以大电流对C515迅速充电,使得V512加快导通,开关管提前截止,主电压甚至严重下跌而使电源转入弱振状态。
这种保护在逻辑上分析似乎不能成立,VD519为什么不会使电流稍小一点,以刚刚抵消过压带来的不良影响,让主电压恰好恢复正常?
为什么反而要保护过头使得主电压下降呢?
原因是该保护起控时具备了一个条件:
电源保护前的负荷已接近其最大输出功率。
此时光耦输出电阻极大,V511接近截止,若再有其它任何因素要加大对C515的充电电流,V511也只能束手无策,它对C515的充电电流几乎降至最小,已没有足够的调整余地再大幅度减小对C515的充电电流,开关管必提前截止而使得电源的实际输出功率要小于刚才的最大输出功率,电源因拖不动负载输出电压必然要下降。
《家电维修》2001年8期9页连登才先生《关于A3/A6机心电源的话题》一文中的图③就是当光耦开路时VD519因正反馈脉冲峰值过高而保护的最佳例证,此时若VD519也开路结果会怎样呢?
开关管必毁无疑。
适当选择VD519的稳压值,可确定电源适用电网电压的上限,当然也同时限制了电源输出功率的峰值;适当调整R523的阻值,可改变保护动作后输出电压下降的幅度。
VD519可称之为“过激励保护二极管”或“过压输入的保护二极管”。
4.“VD514——给负反馈大电流供电的电路”。
当电源重载或其它原因导致主电压逐渐低于正常值时,光耦输出电阻变大,使V511的电流减小一直到1.5mA以下,发射极电压会迅速升高甚至达20V左右,为何这样高呢?
原因是供电电阻R520、R521流过的电流过小而导致对300V电压降低太少,此时负反馈电路负担很轻,以利于主电压恢复。
相反,若逐渐减轻电源负载,使主电压稍稍高于正常值,V511发射极电压会越来越低,此时假设VD514开路,V511最终会因发射极电压直线下降而很快失去作用。
换句话说,R520、R521仅能从300V给V511提取1.5mA电流,远不能满足需要。
后果呢?
主电压要失控,开关管必烧毁。
正是因为有VD514,才使得V511发射极电压低到13V左右(请注意:
该电压因机型不同而略有差别,一般都在11~15V之间。
以下相同,不再重复说明)后不再直线下降,在很宽的范围内几乎保持13V不变;也正是因为有VD514,才使得遥控待机时保持主电压输出的电源在如此高度轻载的状态下仍有足够深的负反馈,不至于因失控而烧毁。
原因是正反馈脉冲会通过VD514整流C513滤波后给V511继续供电,即给负反馈电路供电!
简直不可思议,但却又一举两得,既顺势削弱了正反馈,又巧妙加强了负反馈。
VD514导通后有巨大的负反馈作用。
当电网电压升高使开关管导通时电流上升速度加快,从而导致了正反馈脉冲突然增高,这时如果VD519尚未击穿而使得电源弱振,VD514便会导通加剧,因V511发射极滤波电容C513容量故意设计得很小以提高灵敏度,其电压会迅速上升(请注意:
当VD514导通后该电压上升的决定因素并不是由于升高的300V经R520、R521降压得来,可用实验证明。
此时试将R520、R521的总电阻加至360KΩ以上,该高电压仍保持不变),V511导通加剧,进一步激励V512,使调制电流增加,必然导致VD514正极的正反馈脉冲峰值下降,最终又恢复原值,被控制在13V以下,即正反馈脉冲峰值在收看中始终保持“不高于13V的电压平台”,强弱变化只能是脉冲宽度的变化,因此称之为“箝位”也丝毫不是什么夸张,该保护是决定性的,起最后的“把关”作用。
VD514可称为“给负反馈大电流供电的整流二极管”。
总之,VD514和光耦VD515分别作用于V511的发射极和基极,具有相等的电压控制灵敏度,只不过正好需要VD514输出的激励电流大,从而对正反馈的削弱也大。
首先确定R523阻值为1KΩ左右,然后反复调整C515的容量以及VD519的稳压值,既要保证电源在交流220V输入且正常收看时VD514临界导通,又要使得电源在交流270V输入时VD519起控保护。
“绿色”电源应该如此,这样设计有三大好处:
一可以大大减轻负反馈电路的负担,二确保电源不缺乏较小的功率余量,三使得过压输入的保护功能真正有效。
二、关于电源的话题
对连登才先生文章中的个别实验现象以及所提问题,笔者谈谈自己的想法,与大家一起探讨。
1.将稳压管VD519换成4.7V、3.0V甚至短接,将输入交流电压ACIN由小调到300V,此时,B1稳定为115V。
B1之所以未变,主要是因为R523的阻值太大。
适当减小R523阻值至1KΩ附近,并选用稳压值合适、击穿曲线很陡的高质量二极管做VD519,可使得电网升至270V时保护起控,电源转入弱振状态而B1大大降低。
另外,C515容量设计过大,也会严重削弱VD519的保护效果,必要时可以调整。
2.拆去光耦VD515上端分压电阻R555,光耦不工作。
测不同负载时,输入交流电压ACIN与输出电压数值不同,有时甚至突破300V。
由于稳压回路虚焊导致电压瞬时升高至300~400V而击穿显象管的何止一例两例!
只要用二元钱的元件成本,就可设计几种有效可靠的保护电路。
难道虚焊是设计错误?
当然不!
几乎所有开关电源当稳压回路断开时开关管都要被立刻烧毁,而A3电源为什么没有?
正是没有牺牲的“VD519保护”和“C515保护”在做最后努力。
事物都要一分为二,有利就有弊,拓展了稳压范围但却有可能烧坏显象管。
难道A3电源的设计失败了?
没有!
该机的X射线保护电路被省掉或太迟钝才是烧坏显象管的罪魁祸首!
反过来讲,有几个X射线保护电路能保证不烧显象管?
没有。
又有几个电源的过压保护电路能保证不烧显象管?
也没有。
原因是保护电路的起控点没有一个标准,显象管被烧坏的极限参数也不尽相同。
实践中经常发现有保护电路却烧坏了显象管,而只有烧坏了,才总是觉得保护电路太迟钝。
笔者认为,《家电维修》2001年8期11页刘爱芬先生《加强创维8219彩电保护电路功能的尝试》一文中对X射线保护电路的改进极为妥当,应大力宣传并推广。
对电源的过压保护电路也应与之类似,尽量提高灵敏度,保证在可调输出范围的最高点就“自锁”保护,该最高点不应超过正常输出的10%。
对开关管基极有脉宽调制电解电容的电源,这些保护电路更要单独设计,自成一体,甚至不属于电源电路的范畴。
3.V512只要性能完好,β值的大小不成问题。
实验中的管子β从60至1200,开关管的工作状态并无太大差异。
如有差异,一定是在温升上表现出来。
V512是各保护电路以及稳压回路的直接执行者或最终执行者,其β值至关重要;高β管同时具有更快的开启速度和更低的饱和压降,这一点尤其重要。
将V512换成低β管,即使主电压输出仍然正常,也会加重各负反馈电路的负担,增大VD514、V511、VD518、VD519的电流。
因为要用大电流去推动低β管才行,否则主电压必然升高。
此外,电源有轻微失控的征兆:
①开关管的关断速度减缓,关断损耗增大,温升确实有不尽相同的提高;②电源的轻载性能变劣,如待机时仍保持主电压输出的,会发现有不同程度的升高;③电源的软启动与软关机性能变差,多数在启动和关机时会发出“吱——”声;④部分电源在收看中也有异常,偶尔会发出轻微的“吱——”声,等等。
比较工作状态,开关管变化相对最小,但其它管子的变化相对较大。
总之,工作点离“失控点”近了。
另外,对《家电维修》2001年4期4页张作钦先生《两种常见开关电源的速修》文章中的由R626、C615、R615(对应R526、C515、R515)等组成的“过流保护电路”,笔者认为解释还不够精确,①C515的充电电流来自三路而不仅是R526一路,正是上面讲述的“C515延时调制电路”的三个输入信号主要指其中的前两个;②C515的充电延时时间决定了开关管的导通时间,而开关管的最大电流则恰好几乎正比于导通时间。
换句话说,可以通过控制C515的最大容量即充电延时时间来限制开关管的最大电流,从而实现过流保护。
C515并非“滤波”。
若按“滤波”观点推理,其容量越大时滤波效果越好,V512基极电压越高,则开关管截止期延长,电源的过流过载能力越差。
显然是错误的,可见起“延时”作用。
应该明确:
C515既有“充电延时”又有“放电加速”,其两端电压最高达0.8V附近,最低因负载轻重不同甚至为—4V上下。
顺便指出,若R526开路,其它负反馈电路会相互协作,自动调整进行补偿,共同稳压,导致输出电压一般不变,但因C515的充电电流减小,过流限制被削弱,会发出“吱——”声,启动或关机时更大。
可见其效果比VD514和VD515小。
至于《家电维修》2001年5期19页蔡略强先生《三洋A3机心开关电源检修纪实》一文中的“……R524为保险电阻,如果功率和阻值选择合适,在Q512饱和电流与Q513基极同时增得很大的瞬间,可使其熔断而彻底保护Q513。
这就是A3机心电源独特的过流保护方式。
”则更是一种误解。
三、如何改进A3电源
目前29寸以下甚至34寸的彩电中都流行采用A3电源,其输出功率从60W到180W不等,针对具体情况确有必要将电源电路加以修改、补充和完善。
1.如何提高负载能力?
原则:
在不超过开关管Icm的前提下尽可能延长导通期。
措施:
①尽量增大C515容量,以延长导通时间,一般由15nF可加至33nF,但过大时会形成硬启动而发出尖叫;②针对不同开关管的激励要求可略微减小R524阻值;③适当减小R517阻值;④适当增加C561容量,以减小主电压的脉动。
此外还有可能要适当增加C513容量,以消灭尖叫声。
注意:
因VD517负极的正反馈脉冲峰值在13V左右,开关管导通时基极电流为:
13/R524,已经相当大了,所以不能大幅度减小R524阻值,应保证激励电流恰到好处(正向激励电流一般设计为:
ib=2I最大/β,令β=10,14~34寸彩电I最大约为0.8~2A,则ib应在0.16~0.4A),其取值范围一般在82~33Ω,此时开关管基极的激励电流为0.16~0.39A,绝对不能小于20Ω,部分彩电竟然选15Ω甚至12Ω简直是无法无天,因为这样做开关管基极的激励电流已高达1A,开关管在开启瞬间的动态β值只能大幅度降低,开关管还因关断时间延长使温升甚至提高了几十度,此外,过小的R524两端电压却不小,功耗当然大,约6W左右,竟占整机的5%~10%。
2.如何再扩展适用电网电压的下限?
提高负载能力后,下限当然会扩展,若仍嫌不够要继续延伸,可采用下述方法。
原则:
低电网电压不欠激励,高电网电压不过激励。
措施:
①增加几匝正反馈绕组,但由于同时增大了负反馈电路的负担,故应当将V511和VD514换成大功率管,V511由A1015类换成B764类,VD514由1N4148类换成RGP10J类;②增加C507容量,减小输入电压的纹波;③适当增加C513容量,根除尖叫声。
注意:
①绝不能减小R524阻值,原因同上;②宁可再适当提高VD519的稳压值以推迟其提前误保护,也不要将其草率省略。
应当辩证思维。
当电网电压正常时,保留的VD519可抵消或削弱上述几匝绕组的效果;当电网电压过低时,VD519因电流略有减小其作用必然会减弱甚至消失,而增加的几匝绕组就可大显身手了,从而更好地加宽了电源的适用范围。
3.如何最后给电源本身设计“自锁”保护电路?
从前面的分析不难得出,A3电源有较完善的“C515”、“VD519”和“VD514”等各种保护电路,可对“光耦VD515稳压回路”起很好的辅助作用,以限制输出过流或过压,但它们都属于“模糊控制技术”,没有“直接地”“精确地”去检测实际的电流和电压,在重要场合必须将保护电路升级。
原则:
设计灵敏、精确、完善的过压过流“自锁”保护,以确保显象管等主要部件的万无一失。
措施:
须加可控硅保护,其阳极通过限流电阻接VD514负极,阴极接保护管C3807基极;保护管发射极接地,集电极接开关管基极。
可控硅一旦因过压或过流被触发,便可激励保护管将正反馈电压和启动电压短路,而且它又能从R520、R521吸取维持电流实现“自锁”。
过压保护应在热端增加检测绕组,过流保护可从开关管发射极直接取样。
具体电路见图1。
图中增加了电阻五只、电容两只、三极管一只、整流二极管两只、稳压二极管一只、可控硅一只,共计十二只。
保护电路起控后,整机电流仅1.5mA,整机功耗竟不足0.5W。
注意:
检测绕组可在变压器磁心上加绕约三匝线圈并捆绑好。
必须检查绕向是否有误,以确保与主电压绕组方向一致,可测量检测绕组与正反馈绕组电压之和,若反而小于正反馈绕组电压则说明方向接错,须对调检测绕组的两接线头。
若灵敏度过高或过低,可多绕几匝,并给其对应的整流二极管再单独串联一只适当的稳压二极管,直到灵敏度刚好为止。
四、修理技巧与故障分析
《家电维修》对A3电源的修理技巧已有多篇文章精辟论述,笔者仅做一点点补充:
只保留主电压输出且接上同功率的假负载,通过测量V511发射极电压,大致划分出故障范围。
1.高于正常电压,表明V511的负反馈电流较小。
①主电压高,故障范围在V511、VD515以及冷端的误差取样放大电路等。
常见有R561、R562、R555阻值变大。
②主电压低,故障范围在热端的正反馈环路外围,正反馈太弱。
疑难有C515容量变小、VD516正向电阻变大或反向漏电、VD519软击穿、开关管β值过小。
2.低于正常电压,表明V511电流较大或其供电电压较低。
①主电压高,故障范围在热端的正反馈环路外围,正反馈太强。
疑难有VD514正向电阻变大。
②主电压低,故障范围在V511、VD515以及冷端的误差取样放大电路等。
常见有RP551下端接触不好(注意:
为了安全,应将RP551上端与中间滑片短接,原因是其上端与中间滑片不可能同时开路而引起主电压剧增,参考图此处有误)。
最后对几个常见故障与疑难故障须做出解释或补充解释。
因该电源故障极少,务必声明下列1、3、5并非其“特有”。
例1:
C507容量减小或电网电压极低而烧毁开关管。
《家电维修》2000年10期9页孙立群先生《三洋A3机心彩电电源的检修》文章中的“300V滤波电容失容,使其两端含有大量的高频脉冲,在V513截止期间与反峰电压叠加后,导致V513过压损坏”不是根本原因。
难道此时的“高频脉冲”不会通过C518短路到地?
若不会,将C507加至50μF、C518加至50nF总可以吧,为什么肯定还烧开关管?
为了讨论方便,假设C507彻底失容。
此时其正极电压如图2所示,为100Hz的直流脉动波。
在其一个周期10mS中,开关电源竟然要振荡几百个周期,而且:
①当电压升至A点,电源会起振,当电压降至B点,因电压太低电源又会停振;②当电压接近峰值C点,电源振荡较正常,频率高周期短,即开关管导通时间短,故截止瞬间的最大电流小,而当电压远低于C点却高于A、B点时情况刚好相反,因电压较低开关管截止瞬间的最大电流必然要变大,故电源会发出“吱——”声。
总之,在短短的一秒钟内电源要起振一百次停振一百次,振荡频率极不稳定,以10mS为一个循环周期,忽而升高又忽而降低(必然要经过455KHz/12=37.9KHz,这恰好是遥控载波信号的频率,部分遥控接收头内部的带通滤波器、脉冲检波器因此会受到干扰而导致“解调”不良,引起遥控失灵或失效),开关管的最大电流当然要随频率变化忽而正常又忽而变大,甚至接近、等于或超过其极限参数Icm,最终因过流而不是过压损坏。
电网电压极低与之非常类似,不再分析。
例2:
VD514击穿后不定期地屡烧开关管。
张作钦先生文章中“它的击穿使得启动电流偏大,深夜电网负荷降低,电压上升,过大的启动电流对开关管造成威胁”的说法实在令人难以信服。
如果将正常电源的启动电阻R520或R521减小60KΩ,远大于R522的15KΩ,深夜的启动电流肯定会更大,为何肯定不烧开关管?
另外,孙立群先生文章中“VD514击穿,使激励电压被C513分流,导致开关管因激励不足而损坏”的解释也不妥,多数电源的C513容量仅取4.7nF,其分流微乎其微,也不是烧管的真正原因。
当VD514击穿后,VD517负极的正反馈脉冲成为V511的供电电源。
当开关管导通时,V511发射极为11~15V,其工作很正常,给C515充电,进而推动V512去调制脉宽;但在开关管截止时却有异常,V511发射极为负压,其不会导通,不再给C515充电,而C515通过R517、VD516等的放电以及反向充电却照样进行,导致V512基极电压更负,开关管下一个周期导通后C515的充电时间当然会更长,即“延时调制”时间过长,开关管因失控太久而电流增长太大,发出“吱——”的尖叫声甚至于烧毁。
简而言之,V511的供电降低必然导致其负反馈减弱,而正反馈当然会乘机加强。
可见,开关管是因过激励而不是欠激励损坏,也不是因启动电流过大损坏,当然在电网电压太高时以及待机轻载时更容易形成过激励而烧坏这一点是肯定的,这也恰好是不定期烧管的直接原因所在。
例3:
滤波电容C561开路而导致主电压很低。
笔者认为,此时电源工作频率升高且极不稳定,很难精确分析。
正常时V553工作在相当稳恒的状态,而此时却工作在大幅度的脉动状态。
当开关管截止时,主电压因不需要对滤波电容充电而立即“同步”增长,直至高于正常值,V553快速逼近饱和,电流迅速剧增,光耦输出电阻急剧减小,导致V511的电流比正常工作时要大得多,C515被快速大电流充电,V512基极持久保持0.8V,不仅如此,V511的超常大电流还要通过R517、VD516去中和变压器①端的负压,使得开关管的截止深度远远不够。
然而开关管截止不深却并不意味着它就能及时导通,原因是C515此时不能通过R517、VD516快速放电,只能通过R515缓慢放电,V512基极电压下降太慢而集电极电压又变为正压,从而转入了导通状态,其强烈持久的调制作用又使得开关管迟迟不能导通,当然导致了正反馈电压较弱,处于弱振状态,输出电压大幅度降低,甚至不足正常值的二分之一。
请注意:
该故障很容易被误判为负载短路。
例4:
部分用户的彩电易损V511(参数类似A608管)。
部分大屏幕彩电电源的动态范围大,过载能力强,非过载情况下负反馈电路负担较重,特别是V511的功耗较大甚至接近极限参数。
有的用户家庭的交流输入电压长期较高,又有的用户喜欢用遥控长期待机,使V511更是雪上加霜,容易损坏完全在意料之中。
修理该类彩电,必须将V511改换为中功率管,如B764、A1013(并非A1015)等,必要时还须将C513增大为100nF,使V511工作更加稳恒,避免瞬间大电流冲击。
例5:
张作钦先生在文章中提出的问题:
“如果电源由雷击造成损坏,从经验看来,以稳压控制管V631(对应V553)损坏最常见,具体原因还有待于进一步研究”。
高压雷电由电源开关(即使开关断开也会被击穿)先进入热板电路,再如何进入冷板电路呢?
当然要通过连接于热冷板之间的电阻电容网络,正常时该网络既做“安全隔离”又可“缓慢放电”,但因为其阻抗太大,此时的放电电流却很小,不足以迅速释放雷电突如其来的巨大能量,还有那条“捷径”呢?
光耦VD515,它内部的发光二极管、光敏三极管在热冷板之间距离最近!
印刷电路板上的铜箔走线远不能与它相比。
毫无疑问,在冷板上它被雷电击穿的概率当属第一。
雷电击中了光耦中的发光二极管,与该二极管“直接相连”的“半导体元件”V553能幸免于难?
必坏无疑!
其概率必属第二。
以上四方面的分析暂告结束,在收笔之前还要重申:
A3电源构思巧妙,设计独特,保护较完善,使用更安全,其优越性能与最高性价比是破天荒的第一次,有划时代的深远意义,是迄今为止最好的分列件电源,生命力将长盛不衰。
认为它过于简单而不可滥用是一种偏见,笔者永远坚信“简单高效”就是“美”,是非曲直,还是让实践去做结论吧。
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