IGBT降压斩波电路设计纯电阻负载.docx

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IGBT降压斩波电路设计纯电阻负载

IGBT降压斩波电路设计（纯电阻负载）

课程设计任务书

学生姓名：

专业班级：

指导教师：

工作单位：

题目:

IGBT降压斩波电路设计（纯电阻负载）      

设计条件：

1、输入直流电压：

Ud=150V

2、输出功率：

250W

3、开关频率4KHz

4、占空比5%~50%

5、输出电压脉率：

小于5%

要求完成的主要任务:

1、根据课程设计题目，收集相关资料、设计主电路、控制电路；

2、用MATLAB/Simulink对设计的电路进行仿真；

3、撰写课程设计报告——画出主电路、控制电路原理图，说明主电路的

工作原理、选择元器件参数，说明控制电路的工作原理、绘出主电路

典型波形，绘出触发信号（驱动信号）波形，并给出仿真波形，说明

仿真过程中遇到的问题和解决问题的方法，附参考资料；

4、通过答辩。

时间安排：

2012.12.24-12.29

指导教师签名：

年月日

系主任（或责任教师）签名：

年月日

IGBT降压斩波电路设计

1原理分析及电路设计

1.1IGBT降压斩波电路组成

直流-直流变流电路的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，包括直接直流变流电路和间接直流变流电路，IGBT降压斩波电路是直接直流变流电路。

直流降压斩波电路不需要输入输出间的隔离。

直流电压变换电路主要可控器件为全控器件IGBT，其所带负载可为阻性感性以及容性。

与一般电子电路结构类似，直流降压斩波电路主要分为三个部分，分别为主电路模块，控制电路模块和驱动电路模块。

电路的结构框图如图1所示。

图1电路结构框图

除了上述主要结构之外，还必须考虑电路中电力电子器件的保护，以及控制电路与主电路的电器隔离。

1.2主电路工作原理及结构说明

典型降压斩波电路的原理图如图2所示。

图2降压斩波电路原理图

典型降压斩波电路主电路由直流电源,全空型器件IGBT-V,普通单向导通二极管VD及电感组成。

其中IGBT作为开关器件使用，二极管起续流的作用，同时为了使负载电流脉动小，电感的L的值一般非常大。

如图3所示，IGBT在控制电路触发信号的作用下导通与关断。

导通时，二极管截止，电流流过大电感L，电源给电感L充电，同时为负载供电。

而IGBT截止时，电感L开始放电为负载供电，二极管VD导通，形成回路L-R--VD。

通过控制触发电路的触发时间，IGBT以这种方式不断重复导通和关断，而电感L足够大，使得负载电流连续，而电压断续。

从输出电压波形图上计算输出电压平均值，可知输出电压的平均值减小了。

输出电压与输入电压之比α由控制信号的占空比来决定。

因此可以通过控制触发电路触发信号的参数来控制α的大小，从而控制输出电压的大小。

因为，所以输出电压始终小于输入电压，该电路为降压斩波电路。

降压斩波的典型波形如下图所示。

图3降压斩波电路工作波形图

降压斩波电路可以带多种，带不同的负载则工作在不同的状态。

可带感性、容性、阻性以及带反电动势负载。

图3为典型降压斩波电路反电动势负载的工作波形。

反电动势负载有电流断续和电流连续两种工作状态。

分别如图3中a）和b）所示。

由输出电压的波形图可知，在电流断续与连续的情况下输出电压的平均值都与负载无关，其大小为：

（1）

表示导通的时；表示截止的时间；表示导通时间占空比。

对于输出电流，当时电流连续，输出电流平均值大小为：

（2）

当Uo

于是便出现了电流断续的现象。

一般不希望出现电流断续的现象，因此需要通过控制信号占空比的调节来维持负载的电流。

当电流断续，反之则电流连续。

其中。

2各模块电路设计

2.1主电路带纯电阻负载

带纯电阻负载降压斩波电路如图4所示。

图4带电阻降压斩波电路

（1）工作原理：

当触发脉冲使V导通时,电源E向负载供电，续流二极管VD因承受反向电压而关断，因此形成回路E-V-L-R-E。

同时电容C被充电，电感L在蓄积能量。

在V导通的时间内回路电流增大，由于电感值很大，所以在回路中形成的的电流的大小几乎无变化。

输出电压为,极性为上正下负。

当触发脉冲使V关断时，电源E不再向负载供电时。

由于电感的电流不能突变，此时二极管VD承受反压导通续流，使回路中的电流逐渐减小，消耗在负载电阻上。

当电感的的能量释放到使流过电感的电流小于时，电容C开始放电，与流过电感的电流叠加保持负载电流基本不变。

整个关断过程即是电感通过回路L-R-VD-L释放能量和电容通过回路C-R-C放电的过程，在V关断时间内留过负载电阻的电流和其两端的电压基本不变。

在上述两种工作状态下降压斩波电路的工作波形如图5所示。

图5降压斩波电路工作波形（纯电阻负载）

其中为IGBT的栅极G和射极E两端的电压，为二极管VD两端的电压，为负载两端的输出电压，占空比。

上述波形是在各器件工作在理想状态下的波形。

IGBT没有导通和关断延迟，也没有导通压降和漏电流；非线性元件电感和电容都工作在线性区，即在导通和关断过程中不出现饱和现象；且电感电容的值足够大，使输出电压基本无脉动。

2.2控制电路

由典型降压斩波电路可知，输出电压的大小由占空比a控制，所以通过调节占空比a就可以调节输出电压的大小。

斩波电路中有三种调节占空比方式：

1）保持开关周期T不变，调节开关导通时间ton，称为脉冲宽度调制或脉冲调宽型：

2）保持导通时间不变，改变开关周期T，成为频率调制或调频型；

3）导通时间和周期T都可调，是占空比改变，称为混合型。

其中第一种是最常用的方法，其调节占空比的实质是给全控器件IGBT的栅极G和射极E之间所加电压在一个开关周期内大于开启电压的时间ton的大小，即调节脉冲宽度。

PWM控制信号的产生方法有很多，有与IGBT相适配的专用触发芯片SG3525。

SG3525是一种性能优良、功能齐全和通用性强的单片集成PWM控制芯片，它简单可靠及使用方便灵活，输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动能力；内部含有欠压锁定电路、软启动控制电路、PWM锁存器，有过流保护功能，频率可调，同时能限制最大占空比。

SG3525管脚图如图6所示。

图6SG3525引脚图

各引脚功能功能说明见附录2。

由SG3525构成的PWM控制信号产生电路如图7所示。

图7PWM控制信号产生电路

SG3525所产生的仅仅只是PWM控制信号，强度不够，不能够直接去驱动IGBT，中间还需要有驱动电路将信号放大。

另外，主电路会产生很大的谐波，很可能影响到控制电路中PWM信号的产生。

因此，还需要对控制电路和主电路进行电气隔离。

2.3驱动电路

IGBT是电压驱动型电力电子器件，栅射极之间存在数千皮法的极间电容，因此控制电路产生的控制信号一般难以以直接驱动IGBT。

因此需要信号放大的电路。

另外直流斩波电路会产生很大的电磁干扰，会影响控制电路的正常工作，甚至导致电力电子器件的损坏。

因而还设计中还学要有带电器隔离的部分。

具体来讲IGBT的驱动要求有一下几点：

1）动态驱动能力强，能为IGBT栅极提供具有陡峭前后沿的驱动脉冲。

否则IGBT会在开通及关延时，同时要保证当IGBT损坏时驱动电路中的其他元件不会被损坏。

2）能向IGBT提供适当的正向和反向栅压，一般取+15V左右的正向栅压比较恰当，取-5V反向栅压能让IGBT可靠截止。

3）具有栅压限幅电路，保护栅极不被击穿。

IGBT栅极极限电压一般为土20V，驱动信号超出此范围可能破坏栅极。

4）当IGBT处于负载短路或过流状态时，能在IGBT允许时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电流，实现IGBT的软关断。

驱动电路的软关断过程不应随输入信号的消失而受到影响。

IGBT的驱动多采用专用的混合集成驱动器。

可以选择EXB841或EX840驱动芯片。

驱动电路如图8所示。

图8驱动电路

2.4保护电路

保护电路主要是依靠EXB841及其相配合的故障信号封锁电路。

驱动电路中VZ5起保护作用，避免EXB841的6脚承受过电压，通过VD1检测是否过电流，接VZ3的目的是为了改变EXB模块过流保护起控点，以降低过高的保护阀值从而解决过流保护阀值太高的问题。

R1和C1及VZ4接在+20V电源上保证稳定的电压。

VZ1和VZ2避免栅极和射极出现过电压，电阻Rge是防止IGBT误导通。

针对EXB840存在保护盲区的问题，可如图8所示将EXB841的6脚的超快速恢复二极管VDI换为导通压降大一点的超快速恢复二极管或反向串联一个稳压二极管，也可采取对每个脉冲限制最小脉宽进行封锁，从而保证软关断的顺利进行。

该电路解决了EXB841存在的过电流保护无自锁功能这一问题。

经过试验发现该电路在正常工作时，可以通过EXB841的3脚发出+15V和-5V电压信号驱动IGBT开通和关断，当IGBT发生过流时该电路能可靠地进行软关断。

针对EXB841软关断保护不可靠的问题，可以在EXB841的5脚和4脚间接一个可变电阻，4脚和地之间接一个电容，都是用来调节关断时间，保证软关断的可靠性。

针对负偏压不足的问题，可以考虑提高负偏压。

一般采用的负偏压是-5V，可以采用-8V的负偏压（当然负偏压的选择受到IGBT栅射极之间反向最大耐压的限制）。

图8下半部分所示为故障信号的封锁电路。

当IGBT正常工作时EXB841的5脚是高电平，此时光耦6N137截止，其6脚为高电平，从而V1导通，于是电容C6不充电，NE555P的3脚输出为高电平，输人信号被接到15脚，EXB841正常工作驱动IGBT。

当EXB841检测到过电流时EXB841的5脚变为低电平，于是光耦导通使V1截止，+5V

电压经凡和R4对几充电，R5和R，的总阻值为90KΩ,C6为100pF，经过5us后NE555P的3脚输出为低电平，通过与门将输人信号封锁。

因为EXB841从检测到IGBT过电流到对其软关断结束要10ms，此电路延迟5us，工作是因为EXB841检测到过电流到EXB841的5脚信号为低电平需要5us，这样经过NE555P定时器延迟5ms使IGBT软关断后再停止输人信号，避免立即停止输人信号造成硬关断。

2.5各器件参数确定

当V导通时，电感L充电，充电电流基本恒定。

V处于导通的时间为，此阶段电源提供的能量为。

当V处于断态时L和C共同向负载供电时间为，同时因为C值很大，基本保持输出电压基本不变。

在整个周期T过程中，电感电容充放电过程完全相反没有能量变化，负载消耗的的。

当电路工作于稳态时，一个周期T中，忽略电路中的损耗，则电源提供的能量与负载消耗的能量相等，即

（3）

则（4）

由于储能电感的时间常数远大于开关周期T，因此在充放电过程中电感的电流变化可以看着线性增长和衰减的，在时刻达到最大值。

电感电流与t的关系如图9所示。

图9电感电流波形图

由图9可知：

（5）

（6）

当电路的参数选取是当时，电感电流连续变化，不出现为0的情况。

当电感较L小时，负载电阻R较大时，则负载电路的时间常数较小或当开关周期T较大时，将出现电感电流已下降到0，但下一个开关周期还没到来，即电感电流断续。

当一个开关周期结束时电感电流刚好衰减到0时，即电感电流连续与断续的临界点，临界情况如图10所。

图10临界波形图

由图10结合式（5）（6）可知，临界状态下（7）

其中。

结合式（5）（6）（7）可知

（8）

电容在充电户的的电压为

（9）

由上式可得

（10）

有设计要求可知E=150V,P