一种新颖的升压型电压调整器两相交错并联耦合电感BOOST变换概要.docx
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一种新颖的升压型电压调整器两相交错并联耦合电感BOOST变换概要
第26卷第9期2006年5月
文章编号:
0258—8013(2006)09—0094—05
中国电机工程学报
ProceediIlgs
、,b1.26No.9May2006@2006Cllin.Soc.五0rElec.Eng
ofme
CS髓
文献标识码:
A
中图分类号:
TM624学科分类号:
470.40
一种新颖的升压型电压调整器一两相交错
并联耦合电感BOOST变换器
胡庆波,瞿
博,吕征宇
(浙江大学电力电子国家专业实验室,浙江省杭州市310027)
ANoVelStep-up
V】王M——Two—phase
HU
InterleaVedCoupled-boostConVerter
Zheng—yu
Qing-bo,QUBo,LU
(NationalKeyLabomtoryofPower
Elec仃onics,ZhejmgUIliversity,zheji柚gPmvince,H柚gzhou310027,Cllina)
islonger
so
ABsl’I认C1j’11le
As
for
natIlrallifeOf
banerycell
th柚
low.
关键词:
升压型电压调整器,交错并联,耦合电感,有源钳位
batterygroupusedinseries,butbatteryceUv01tageis
misproblem,tllispaperin廿oduces
two—phase
intedeaVed
can
a
step—upcircllit,
named
coupled—BoostconVener,and
0
引言
随着蓄电池的大量使用,蓄电池的使用寿命越
dif托rentoutputVoltage
of
beacquiredbych柚gingtIlms
is
ratio
a
co叩ledinductor.Tho—phase
la唱eduty
cyclebecaIIse
can
boostconverteroperatesatVoltagegain
来越得到人们的关注。
目前,蓄电池在使用过程中通常采用串联的工作方式,这种方式下串联组内蓄电池均以同样大小的电流进行充放电。
因此,由于单体蓄电池性能的差异,从而蓄电池组内性能较差的电池容易先损坏,通常情况下就使整组蓄电池报废。
因此,这个串联使用蓄电池的方法存在大量的能源浪费。
而采用单体蓄电池或并联蓄电池的工作方式可以避免上述问题,但是目前单体蓄电池电压偏低,如镍氢蓄电池只有1.2V,锂电池3.6V,燃料电池
2.4
Verylligh.Using
a
coupled-boosttopologyVoltagespikepaperproposes
acrossa
extenddutycycle,butithas
duetoinductor
huge
MOSFET
ene聘y.r11lis
clamping
scheme吐latmepowerswitchesof
tlleactiVecla埘【pillgswitches
for
meirownchannels
neighborchannelsconVener'and
serVeas
in
a
two—phaseintedeaVed
a
coupled_boostrealize
acdVe
onlyaddingcapacitor
can
clampingfunction.Botll柚alysisaIldexperirnenthaveshownmat
it
hasgood
ef!
fbct
for
res删ng
spike
Voltagein
a
t、Vo—phasecoupled—boostconVerter.
KEYWORDS:
step—upVohagerequlatormodule;intedeaVe;
coupledincIuc“)r;actiVeclalllpingcircIlit
V。
因此如何高效的对单体蓄电池进行能量变换
摘要:
单体蓄电池的使用寿命高于串联使用的蓄电池组,但是单体蓄电池普遍存在电压偏低的问题。
针对这一问题选用一种新型的升压电路结构,即两相交错并联耦合电感B00sT变换器,通过改变耦合电感匝比来获得不同的输出电压。
在传统两相交错并联BOOsT变换器中,当输入输出电压增益较高时,电路的占空比调节范围较小。
通过采用耦合电感的方法可以扩展电路的占空比,但由于漏感能量的存在会造成开关管上较大的电压尖峰。
该文提出一种在两相交错并联耦合电感结构的变换器中利用相邻相开关管作为钳位管的方法,该方法只需增加一个电容元件即可实现电路的有源钳位功能。
理论分析和实验结果均表明该变换器对抑制开关管电压尖峰有很好的效果。
是一个值得研究的问题。
目前,从VI洲技术来看,
可以从12V降到1.2V,甚至O.9V,其效率可以达
到80%。
已有文献对VRM技术中的拓扑改进,控
制策略,磁元件的集成等进行了大量的研究,取得了许多成果[1J
01。
本文在借鉴了删技术的基础上
提出一种新型升压结构的VRM,该变换器采用交错并联技术来减少电感电流的纹波脉动,采用耦合电感技术¨1。
151来扩展变换器的占空比。
同时,针对耦合电感变换器中存在的电压尖峰问题,本文采用增加电容钳位的方法,在无需增加电路有源开关的前提下,通过相邻相开关管实现电路的有源钳位功能,从而对主管电压尖峰进行抑制,电路简单实用。
理
基金项目:
国家自然科学基金项目(50237030zD)。
Project
supported
byNational
NatumlscienceFoundationofchina
论分析和实验结果均表明该变换器在实现升压功能的同时,能对开关管电压尖峰进行有效地抑制。
f50237030ZD).
万方数据
第9期胡庆波等:
一种新颖的升压型电压调整器一两相交错并联耦合电感B00sT变换器
95
1
两相交错并联BOOST变换器
1.1
传统两相交错并联BOOST变换器
图1是两相交错并联BoOST变换器的电路图。
通过并联可以减少每路工作电流,并且当占空比为0.5时可以消除输入电流脉动。
但是,在本文的应用中,由于输入输出电压增益较大,从而正常工作时电路占空比已经接近于1,因此,在消除电流脉动方面效果不明显。
交错并联电路中输入输出电压关系如下:
U。
/玩=1“1~D)
(1)
图1两相交错并联BooST电路
ng.1Two-phaseinterl明Ved_boOstdrcuit
1.2耦合电感BOOST变换器
文献[15】对如何扩展电路占空比进行了研究,可以采用耦合电感的方式来扩展电路占空比。
这种方式对原先交错并联的电路修改较少。
图2是耦合电感BOOST电路,这里定义耦合电感的匝比为
刀=厶/厶。
图2两相交错并联耦合电感BoosT变换器
Fig.2
T钾o-phase
interl魄Vedcoupled-boostconVerter
在图2所示的两相交错并联耦合电感BooST变换器中,直流增益是占空比D和耦合电感匝比
n:
丝:
丝的函数,表示如下:
N¨
N
T、
U。
/U6=1+尼D/(1一D)
(2)
当D一定时,可以通过调整,z来获得更高的输出电压。
1.3电压尖峰问题
在两相交错并联耦合电感BOOST电路中,由
万
方数据于电感和开关管串联,因此当开关管关断时会产生
一个巨大的电压尖峰。
图3中魄1和%s分别是开
关管S.两端的驱动和漏源极(DD两端电压波形,可以很清楚的看到管子关断时存在很大的电压尖峰。
通过增加钳位或吸收电路可以抑制这一尖峰。
但是,这需要增加较多的无源或有源器件,同时也增加了变换器的复杂性。
5us,格
图3开关管的驱动和粥波形Fig.3
Wavefb珊ofpowerswitclling2
电容钳位式交错并联耦合电感BOOST变换器
为了解决上面提到的电压尖峰问题,本文提出了一种采用电容钳位的交错并联耦合电感BOOST变换器。
参照有源钳位的电路结构,可以在每相的主开关管上增加一个钳位电路,如图4所示。
每相电路均有一个由电容和MOSFET组成的有源钳位电路。
工作时电容电压恒定,可以当作电压源。
钳位管S5、S6具有和S2、S4相同的驱动脉冲。
当主管SI、S3关断时,电感能量使S5、S6的体二极管导通,从而Sl和S3DS间电压为输
入电压和钳位电容电压之和,电感能量储存到钳
位电容上从而循环利用。
由于图4的钳位电路需要每相均增加钳位管和
电容,这对于两相交错并联的BOOST电路来说,需
要增加较多的元件,这将使原本复杂的电路更为复
杂。
因此本文提出一种利用相邻相的开关管来作为钳位管的控制方法,如图5所示。
图中S1、S3具有两个功能,在作为各自相的主开关外,它们还对相邻相起到了有源钳位的作用,该拓扑在无需增加电路开关元件的前提下实现了每相电路的有源钳位功能。
下面来进行电路的稳态分析,电压电流的方向
如图6所示。
这里把钳位电容电压当作恒压源处理,所有的半导体开关均为理想开关。
图7画出了主要的工作波形,图8是各个阶段的等效电路图,其工作过程能简单地描述如下。
阶段I(“一^)
96
中国电机工程学报
这一阶段是电感厶储能,如图8(a)所示,S】、S4导通,S2、S3关断。
输入电压通过Sl对厶储能,厶通过Sl放出能量,同时匕通过S4对输出负载放
№¨_
I
嘶’2b刊£班魄。
Ir竺辑——杠一1._jJ—————J_lJ—一幽}豁蜊二如兮∑专字二—耠
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第26卷
t_—————t_ft一————1_十t—一坠皇坠
u女-r————_11—r————卜t叶2。
一
魄oI
l广—]U
r1
r一
“‘r————rn厂——、<矿n广一
k
图4
Fig.4
有源钳位交错并联耦合电感BoosT变换器
Two-phaseinterleaVedcoupled-bOostconVerter
‘兮∑0簿∑弋除
r——、<十n_——≮j寸十——一
fo
fI恕如
“f5
r6
啊th
an
addi廿onaIactiveclampingcircIIitforeach
ch锄el
图7变换器的主要工作波形
ng.7
l【ey
opemti蛐waVeformsofproposedconVener
出能量。
这一阶段持续到sl关断,s2导通为止。
阶段Ⅱ(‘一岛)
这一阶段是电感L5放出能量,如图8(b)所示,S2、S4导通,Sl、S3关断。
厶通过S3的体二极管放出能量,Sl两端的电压为输入电压和电容Cz电压
图5
电容钳位型交错并联耦合电感BooST变换器
Ac廿ve
之和,同时如、厶分别通过S2、S4对负载放出能量。
这一阶段持续到S3的体二极管关断为止。
阶段IⅡ(岛一如)
Fig.5
d锄ping
drcuitsfon聊edbetween
a
neighborchanneIswith
capacitor
这一阶段是电感L5储能,如图8(c)所示,S2、
S4导通,Sl、S3关断。
如、厶分别通过S2、S4对负
载放出能量,输入电压通过L5、厶对c2充电。
这一阶段持续到S3导通为止。
阶段Ⅳ(岛一f4)
这一阶段是电感厶放出能量,如图8(d)所示,
图6变换器的稳态分析图
Fig.6
S2、S3导通,S1、&关断。
电感厶通过S3放出能量,输入电压通过S3对厶储能,同时如通过S2
SimpImedc蚰Venerforsteady—state釉alysis
图8变换器各阶段等效电路
n昏8
EqI_ivalent
drcllitsof
。
。
◆蜘
7IWo-ph嬲e
c唧led-b∞tconVerter
万方数据
第9期胡庆波等:
一种新颖的升压型电压调整器一两相交错并联耦合电感BOOST变换器
97
对负载放出能量。
这一阶段持续到S。
关断为止。
阶段V(fd一氏)
形,由于有限的电容值,其电压存在脉动,平均值为输入电压。
图13是电感L,两端的电压波形,图14是当电路占空比为O.25时开关管S1两端的波形,
同阶段II类似,这一阶段是电感k放出能量,
如图8(e)所示,S2、S4导通,S1、S3关断。
厶通过
其中玑,是S・的驱动波形,Un。
是S1经电容钳位后
DS两端的电压波形。
从图中可以清楚的看出图8Sl的体二极管放出能量,s3两端的电压为输入电压
和电容c2电压之和,同时L2、厶分别通过S2、S4对负载放出能量。
这一阶段持续到S。
的体二极管关断为止。
阶段VI(氏一芘)
同阶段IⅡ类似,这一阶段是电感厶储能,如图8(f)所示,S2、S4导通,Sl、S3关断。
如、厶分别通过S2、S。
对负载放出能量,输入电压通过厶、J乙6
对c2充电。
这一阶段持续到S】导通为止。
下面来推导上述变换器的稳态增益方程,这里
考虑电容稳态工作时电压恒定,即U。
=巩。
下面
写出每个状态时电感厶两端的电压表达式。
f0一f1:
uL5=厶/(厶+厶)‘u6(3)^一乞:
uL5=一Ud~玑2+(砜一%)/,l
(4)
如一f3:
UL5=(U。
一U6)/,l
(5)
如一‘:
UL5=一U。
2+(U。
一%)/咒
(6)f4一f5
UL5=Ud+U6+(U。
一U6)/n
(7)
%一气
UL5=(U。
一Ub)/n
(8)
其中,魄是开关管体二极管的导通压降。
因此对电感£s在一个开关周期内进行电压积分,可以获得表达式
玑=厶“厶+厶)×昆D(1一D)・%+%
(9)
根据上式,当占空比D=O.45,n=3,厶/厶=
1,9,主管S,和S3的电压应力为阢,=巩+U2。
3实验结果
实验中采用两节1.2V/100Ah镍氢蓄电池串联作为输入电压,变换器的控制芯片采用F2407ADSP,开关管工作频率50kHz。
电感厶=厶=
4.5
pH厶=厶=40.5“H,Q=30心,整个变换器
工作在开环方式下,输出占空比0.45,耦合电感匝
比以=3。
图9所示是S。
两端的电压波形,其中酞,
是S】的驱动波形,UD。
是Sl经电容钳位后DS两端的电压波形。
图10是图9的局部放大,从UD。
中可以看出有一段体二极管导通的时间,这也正是采用电容钳位所必须的。
图11是不采用电容钳位时
的波形,其中U。
,是sl的驱动波形,uD。
是开关管
两端的电压波形,从图中可以看出,开关管两端有很高的电压尖峰。
图12是钳位电容两端的电压波
万
方数据所示的6个电路状态。
蛙
魄l
>
皇
广11
j
r1。
堙
~
:
L
>
%i17
I.f7:
。
n___蚺一
5
us,格
图9电容钳位后开关管两端电压波形
Fig.9
WaVefomofpowers丽tching
吣edclampingcap神itance
蜒
洮I:
>
2
f
蛙
>
l
魄:
’i—M
一!
‘。
l
us,格
图10电容钳位后开关管两端电压波形Fig.10Wavefomofpowers稍tching
吣edcI剐阻pingcap卵it锄ce
蜒
..■■■■卜■■■{_
>
宝
飞.。
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j.F篓L.f_]:
二:
蝗
J
>
呈
瞄+.二]h:
.“D2
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图n没有电容钳位时开关管两端电压波形
Fig.n
Wavefb珊of
power
s础chiⅡg
稍thoutdamping∞padtance
魄
2二j—■.二二.二I_
一
5儿S/格
图12钳位电容两端电压波形
Fig.12
Waveformofclampingcapacitance
中国电机工程学报
第26卷
l。
一---0
蜒
>
罐掌
■_—i_一.岫:
5
us,格图13电感Ll两端电压波形
Fig.13
wavef0珊ofinductor£l
C_
蜒/A
一
n
省__:
_
h^
_√—^。
・叫
h¨_^
-’
…:
一!
蜒,A
n
鞘黼黼溪
5
us/格
图14占空比O.25时开关管两端波形
更碡14
Wavefo咖ofpow盯s诵tchingwh蛐du锣呵de
isO.25
4结论
本文提出在两相交错并联电路中采用耦合电感的方式,扩展了电路的占空比。
另外,在两个相邻变换器之间加入电容作为电压钳位,可以有效地抑制开关管两端的电压尖峰。
理论分析和实验结果均表明采用电容钳位耦合电感的BoOST变换器在完成升压的同时可以对开关管两端的电压尖峰有很好的抑制效果。
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