全桥LLC.docx
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全桥LLC
全桥LLC
2LLC谐振全桥变换器拓扑及工作机理
全桥变换器由于具有较高功率密度而广泛应用于中、大功率场合,其主电路拓扑如图1所示。
该电路主要包括初级4个功率MOSFET、谐振电感Lr、谐振电容Cr、励磁电感Lm,次级则由整流二极管VD5和VD6以及输出滤波电容Co组成。
可见,拓扑中次级没有滤波电感,整流二极管无需缓冲吸收网络,与传统的全桥拓扑相比,其元件大为减少,且变换器的磁性元件能很容易集成到一个磁芯,主变压器的漏感和Lm也能被利用。
LLC谐振全桥变换器包括如图2所示的3个工作区域:
其中区域1,2的主开关管工作在ZVS状态,而区域3的主开关管工作在ZCS状态。
对于选用MOSFET作为主开关管的高频LLC变换器而言,工作在ZVS条件下其开关损耗最小,工作状态较佳,故其所需的工作区域为增益曲线的右侧(其中负斜率表示初级MOSFET工作在ZVS模式)。
当LLC变换器工作在如图2所示的ωs=ωr状态下时,其增益由变压器的匝比决定,从效率和EMI的角度而言,在这个工作点状态下由于正弦初级电流、MOSFET和次级整流二极管都得到最优化利用,故为最佳工作点,但是这只能在特定的工作电压以及负载条件下得到。
LLC谐振全桥变换器存在两个谐振频率,一个为Lr与Cr的谐振频率:
由于该电路采用PFM控制模式,所以变换器工作频率fs既可以工作在fs≥fr的频率范围内,也可以工作在fm 下面就其工作在fm 模态1(t0~t1)在t0时刻,VT1和VT4开通,谐振电流ir流经VT1和VT4。 变压器次级电压上正下负,VD5开通,为负载提供能量,Lm被箝位不参加谐振过程,励磁电流iLm线性上升。 模态2(t1~t2)在t1时刻,iLm=ir。 VD5,VD6的电流为零,次级输出电压对Lm不再箝位,Lm开始参与谐振,Cr被恒流线性充电升高电压。 模态3(t2~t3)在t2时刻,VT1和VT4关 计算得到RL=1.15Ω,RAC=58.5Ω。 4、计算品质因数Q,Cr,Lr,Lm为: 式中: k值为Lm和Lr的比值。 对于LLC谐振变换器而言,满载时Q和k的恰当选择是设计的关键,将直接影响变换器的工作频率范围、谐振回路中循环能量大小及转换效率,k值一般在2.5~6之间,设计中k取4。 计算得到Q=0.463,Cr=58nF,Lr=43μH,Lm=172μH。 至此,变换器主电路关键参数设计完毕。 为保证输出功率留有一定的裕量,主变压器选用PC40材质的EE65磁芯,初级功率管则选用STSTW43NM60ND,次级整流管为IXYS60CPQ150快速恢复二极管,输出滤波电容为6个NICHICON电解电容1000μF/100V并联。 3.2控制电路关键参数设计 控制电路采用高性能谐振控制器MC33067为控制核心,该芯片采用固定死区时间的PFM互补调制技术,输出两路开关频率可达1MHz、峰值电流可达200mA的驱动脉冲,只需通过隔离变压器就可以直接驱动MOSFET。 芯片内部则主要由基准电压、压腔振荡器、误差放大器、软启动电路、欠压锁定、保护以及输出电路构成。 基于MC33067所设计的PFM控制电路关键参数设计如下: (1)最低、最大开关频率fmin,fmax的确定: 由于负载过重使得fs过低,导致变换器进入图2所示主开关管ZCS区域,因此要对MC33067的fmin进行限制,fmin=fr[1+k(1-1/Gmax2)-1/2,可以得到fmin=67kHz。 同时,为减小电源启动瞬间对Co的冲击,一般采用空载高频开机方式,开机频率为谐振频率的2~3倍,该设计中设定fmax=200kHz。 (2)定时电阻Rosc与定时电容Cosc的确定: Rosc与Cosc组合的时间常数确定内部压腔振荡器的最小振荡频率,其值为2fmin: Rosc=(Tmax-70ns)/(0.348Cosc),得到Rosc=10kΩ,Cosc=2.4nF。 (3)调频电阻RVFO的确定: 芯片能够进行频率调制,实际是通过改变流过RVFO电流的大小而改变流经Rosc放电电流IRosc: 式中: Imax为fmax时Cosc总放电电流,其值为1mA;UEAsat为误差放大器低电位时的饱和输出电压,其值为0.1V。 由式(6)中第2个公式得到RVFO=2.7kΩ。 (4)定时电阻RT和定时电容CT的确定: 两路驱动脉冲的死区时间由RT和CT确定,根据谐振频率的大小以及工作频率变化范围,初步选定死区时间Tdead=0.47μs,依据: RT=Tdead/(0.348CT),得到RT=2.7kΩ,CT=500nF。 芯片根据反馈量大小进行PFM,其实质性机理就是通过改变流经RVFO的电流从而改变IROSC,最终改变内部压腔振荡器频率。 在稳态情况下,芯片的脚3电位被内部三极管箝位在2.5V,当脚6,7短接组成电压跟随器形式时,外部PI调节器的运算值即反馈值从脚8输入。 由于误差放大器被软启动缓冲器箝位,当反馈量的值大于1.5V时,才能进入线性调节区域,故外部反馈值的范围在1.5~2.5V之间。 综上所述,利用MC33067所搭建的频率调制控制原理图如图4所示。 4试验结果 基于以上设计流程搭建了一个2kW功率等级的LLC谐振全桥变换器的主电路和控制电路,测试了大量的关键点波形。 图5a示出390V直流输入,满载功率2kW时初级VT3的驱动电压波形ugsVT3和VT4漏源电压波形udsVT4。 可见,udsVT4在ugsVT3由低电平切换为高电平之前就已经建立起母线电压,说明VT3工作在ZVS状态。 图5b示出390V输入,满载功率2kW时Lm两端电压波形uab和次级整流输出电流波形iud。 可见,初级电压关断时刻,次级电流刚好到零,无反向恢复,处于最佳ZCS状态。 图6为390V输入,48V输出时不同输出功率下输出电流在10A,20A,30A,40A,50A时对应的整机效率曲线。 可见,在给定输入电压情况下,输出全负载范围内变换器的效率都比较高。 5结论 在此详细地介绍了LLC谐振全桥变换器的基本工作机理及主电路谐振腔的设计方法,同时介绍了基于MC33067的频率调制电路,并在此基础上设计了一款输出48V,2kW功率等级的LLC谐振全桥变换器。 试验结果表明,所设计的LLC谐振全桥变换器在额定输入电压条件下,输出全负载范围内都实现了初级开关管的ZVS,次级整流二极管的ZCS,并得到了较高效率,符合电源高功率密度和高效的发展要求,具有广阔的应用前景。
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