基于FPGA的直流电机伺服系统的设计.docx

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基于FPGA的直流电机伺服系统的设计

0引言

随着电力电子技术的发展，各种电力电子器件的应用越来越普及。

而FPGA技术的出更能体现出这些电力电子器件快速性，可靠性以及应用的丰富性。

直流电机由于具有响应迅速、精度和效率高、调速范围宽、负载能力大、控制性能优良等特点，被广泛应用于各类闭环和半闭环控制系统中。

随着EDA技术的发展，用基于现场可编程门阵列FPGA的数字电子系统对电动机进行控制，为实现电动机数字控制提供了一种新的有效方法。

本系统采用FPGA作为中央控制器件，负责信号处理，速度快、可靠性高;以AD1674作为数据采集系统核心部件;驱动电路采用大功率MOSFET管组成的H桥单极可逆电路组成。

系统采用前馈-反馈复合算法，其中反馈采用模糊-PI算法，利用算法提高系统的响应速度，增大系统的控制带宽。

使用VHDL语言编程，程序以ISP形式直接配置到FPGA中。

对系统实现位置环、速度环、电流环三环控制，使系统的动态性能和静态品质都得到提高。

系统的负载对象为某推进器的喷管，通过控制喷管方向，从而控制推进器的飞行姿态。

如下图所示，上位机给定指令信号，通过电机伺服器控制电机转动，电机通过丝杠连接于喷管，通过电机的正转和反转，即丝杠的进给和退步，控制喷管方向（只研究一维情况），到达指定位置，从而实现推进器的姿态控制。

在实际控制中，推进器的喷管与空气的摩擦力矩、电机对喷管的推动力等都随环境和外部条件的改变而改变，也即系统存在参数时变、负载扰动等不确定因素，另外控制电机自身和被控对象本身也具有非线性严重、藕合性强等特点，所以此系统难以建立精确的数学模型[1]。

图0-1电机及其负载

Fig.0-1Loadconditionofmotor

1概述

1.1电机控制发展情况

一个多世纪来，电动机作为机电能量转换装置，其应用范围已遍及国民经济的各个领域中。

近年来，随着现代电力电子技术、控制技术和计算机技术的发展，电机的应用也得到了在实际中也得到进一步的发展。

在实际中，电机应用已由过去简单的起停控制、提供动力为目的的应用，上升到对速度、位置、转矩等进行精确的控制。

这种新型控制技术已经不是传统的“电机控制”、“电气传动”，而是“运动控制”。

运动控制使被控机械运动实现精确的位置控制、速度控制、加速度控制、转矩或力的控制，以及这些控制的综合控制。

因此现代电机控制技术离不开功率器件和电机控制器的发展[6]。

1.1.1功率半导体器件的发展

电力电子技术、功率半导体器件的发展对电机控制几乎的发展影响极大。

电力电子技术的迅猛发展，带动和改变着电机控制的面貌和应用。

上世纪50年代，硅晶闸管问世以后，功率半导体器件的研究取得了飞速的发展。

60年代后期，可关断晶闸管GTO实现了门极可关断功能，并使斩波工作频率扩展到1KHz70年代中期，高功率晶体管和功率MOSFET问世，功率器件实现了全控功能，使得高频应用成为可能。

80年代，绝缘栅双极型晶体管（IGBT）问世，它综合了MOSFET和双极性功率晶体管两者的功能。

由于功率器件工作在开关状态，是以特别适合于数字控制、驱动。

具体来讲，数字控制技术用于功率器件控制有如下独特优点:

1）可严格控制最小开通，最小关断时间。

2）可严格控制死区时间。

1.1.2电机控制器的发展

电机的控制器经历了从模拟控制器到数字控制起的发展。

由于模拟器件的参数受外界影响较大，而且精度也较差。

数字控制器与模拟控制器相比较，具有可靠性高、参数调整方便、更改控制策略灵活、控制精度高、对环境因素不敏感等优点。

随着工业电气化、自动控制和家电产品领域对电机控制产品的增加，对电机控制技术的要求也不断提高。

传统的8位单片机由于其内部体系结构和计算功能等条件限制，在实现各种先进的电机控制理论和高效的控制算法时遇到了困难。

使用高性能的数字信号处理器（DSP）来解决电机控制器不断增加的计算量和速度需求是目前最为普遍的做法。

将一系列外围设备如模数转换器、脉宽调制发生器、和数字信号处理器集成在一起组成复杂的电机控制系统。

随着EDA技术的发展，用基于现场可编程门阵列FPGA的数字电子系统对电机进行控制，为实现电动机数字控制提供了一种新的有效方法。

现场可编程门阵列（FPGA）器件集成度高、体积小、速度快，以硬件电路实现算法程序，将原来的电路板级产品集成为芯片级产品，从而降低了功耗，提高了可靠性[7]。

2系统控制原理

对于采用电动机作为原动机的动力机构中，实现调速的方案通常有电气调速、机械调速和机电配合调速。

本文的电机伺服系统只讨论其中的电气调速。

2.1电气调速控制原理

根据他励直流电动机的机械特性:

（2-1）

可见，电动机转速的改变可以通过改变电动机的参数来实现，如电动机的外加电压（U）,电枢回路中的外串电阻（R）和磁通（

）。

1）电枢回路串电阻调速

由上式可见，通过改变R可以改变转速n。

采用此方法，电枢串接电阻调速的经济性不好，调速指标不高，调速范围不大，而且调速是有级的，平滑行不高。

2）调磁调速

通过改变磁通来调节电动机的转速。

此种调速方法调速范围过小，通常与其他两种方法结合使用。

3）调压调速

通过改变电机电枢外加电压的方法来调节转速。

采用调压调速时，由于机械特性硬度不变，调速范围大，典雅容易做到连续调解，便于实现无级调速，且调速的平滑性较好。

调速是不需要在电枢回路中串接电阻，调速损耗小，电动机的运行效率高。

这种方法是当前应用最为广泛的一种方法。

本系统采用调压调速方法。

2.2PWM（PulseWidthModulation）控制原理

随着微控制器进入控制领域，以及新型的电力电子功率期间的不断出现，使采用全控型的开关功率元件进行脉宽调制PWM控制方式也成为绝对主流。

这种控制方式很容易在微控制器中实现，从而为直流电动机控制数字化提供了契机。

在对直流电动机电枢电压控制和驱动中，对半导体功率器件的使用上可分为两种方式:

线性放大驱动方式和开关驱动方式。

线性放大驱动方式是使半导体功率器件工作在线性区。

这种方式的优点是:

控制原理简单，输出波动小，线性好，对邻近电路干扰小;但是功率器件在线性区工作时将会大部分电功率用于产生热量，效率和散热问题严重，因此这种方式只用于微小功率直流电机的驱动。

绝大多数直流电机采用开关驱动方式。

这种方式是使半导体功率器件工作在开关状态，通过脉宽调制PWM来控制电枢电压，实现调速。

下图为PWM控制原理图和输入输出电压波形:

图2-1PWM控制图图2-2PWM控制输入输出电压图

Fig.2-1ControlprincipleofPWMFig2-2.InputandOutputvoltageofPWMcontrol

在图2-1中，当开关管MOSFET的栅极输入电压为高电平时，开关管导通，直流电动机电枢绕组两端有电压

。

秒后，栅极输入电压变为低电平，开关管戒指，电动机电枢两端电压为0。

秒后，栅极输入电压重新变为高电平，开关管的动作重复前面的过程。

这样，对应着输入电压的高低，直流电动机电枢绕组两端的电压波形如图2-2所示。

所以，电动机的电枢绕组两端的平均电压

为:

（2-2）

式中

-占空比。

可见，当电源电压不变时，电枢的端电压的平均值

取决于占空比的大小，改变

的值就可以改变端电压的平均值，从而达到调速的目的，这就是PWM调速原理。

PWM调速的。

调整有三种方法:

定宽调频法、调宽调频法和定频调宽法。

其中，前两种方法需要改变脉冲频率，可能引起系统振荡。

目前，在直流电机的控制中，主要是用定频调宽法，即保持频率不变，而同时改变

和

。

2.3控制原理

测控系统由具有位置反馈、速度反馈和电流反馈的三闭环结构组成，如下图所示:

图2-3系统控制原理图

Fig.2-3Principleofsystemcontroldiagram

其中，电流环的作用是及时限制最大电流，保护电机。

速度环的作用是抑制速度波动，加强系统抗负载扰动的能力。

位置环是系统的主控制环，实现位置跟踪。

三环结合工作，保系统具有良好的静态精度和动态特性，且系统工作平稳可靠。

3算法设计及仿真

系统采用前馈模糊PI控制算法。

引入前馈控制能有效提高系统对输入信号的响应速度，部分消除被控对象的积分滞后影响，从而使系统迅速消除偏差，并可提高系统带宽。

反馈控制在大范围内为提高系统的动态响应速度，采用模糊控制;在小范围内，从为提高系统的静态品质，采用PI控制

3.1电机模型的建立

直流电机各项参数如下:

空载转速为4100rad/m，减速比为1/160，额定电压为56V，额定电流12A，功率为50OW。

忽略电枢电感及粘性阻尼系数，则以电枢电压

为输入变量电动机转速

为输出变量的直流伺服电动机的传递函数可简化为:

（3-1）

式中，电动机反电动势系数，

，机电时间常

＝10ms。

反馈比例系数

=15v/131.4，此反馈系数相当于实际控制系统中的角度传感器，以上推出的传递函数为电压与角度的关系，所以应在此传递函数基础上再加一积分环节，从而实现电枢电压与角度的传递关系[18]。

3.2前馈算法设计

引入前馈控制，前馈控制能有效提高系统对输入信号的响应速度，部分消除被控对象的积分滞后影响，从而使系统迅速消除偏差，并可提高系统带宽。

根据不变性原理，得到:

（3-2）

将其离散化的差分方程:

式中:

（3-3）

其中，

（3-4）

（3-5）

又被控对象特性确定，在本系统中，根据系统仿真初选:

=4;

=0.5

3.3反馈算法设计

反馈控制采用模糊PI算法，即在大范围内采用模糊控制，以提高系统的动态响应速度;在小范围内采用PI控制，以提高系统的稳态控制精度。

通过调整各项系数，使系统达到最优即响应速度快、控制精度高。

3.3.1模糊算法

模糊算法采用双输入、单输出结构，即以指令信号差值及差值变化率作为模糊控制器的输入量，PWM波控制信号作为模糊控制器的输出量。

系统取位移误差e、位移误差变化量e。

作为模糊系统输入，PWM波控制信号作为输出。

参数自整定模糊控制器是利用这三个量的系数

各自对系统性能的不同影响，根据误差范围的不同对这三个系数进行调整，即当误差较大时，误差

权重较大，从而实现快速消除误差;误差较小时，误差变化量权重

较大，减小超调量，尽快实现系统稳定;

相当于系统总的放大倍数。

通过合理设置三个系数，从而实现系统的优化。

算法实现原理如下图3-1所示:

下面介绍模糊控制器的具体实现步骤:

1）分配模糊输入和输出变量的值输入I:

位移误差，将检测模块传出的对象实际位置信图3-1模糊控制规则表号与上位机传来的位置控制信号相比较，从而得到位移误差量（e）。

用7个语言变量来定义位移差，分别记为:

负（NB），负中（NM），负小（NS），零（Z），正大（PB），正中（PM），正小（PS）。

位移差基本论域为[-10,+10],选取7个语言变量，取量化论域为[-5，5],量化因子为

=5/10=1/2。

位移差的隶属度如下表所示:

图3-1模糊控制规则表

Fig.3-1Ruletableoffuzzycontrol

图3-2位移隶属度图

Fig.3-2Membershipoferror

输入:

位移误差变化量，通过位置误差可计算出此值（e）。

可用7个语言变量来定义偏差变化量，分别记为:

负大（NB），负中（NM）,负小（NS），零（Z），正大（PB），正中（PM），正小（PS）。

位置误差变化较大，取[-20,20]为基本论域，取量化论域为[-5，5]，所以量化因子为

=5/20=1/4。

输出:

控制信号，此信号通过去模糊化，给出相应PWM波指令。

使用7个语言变量来定义此信号，分别记为:

负大（NB）,负中（NM）,负（NS），零（Z），正大（PB），正中（PM），正小（PS）。

其归一化基本论域为[-1,1]，取量化论域为[-6,6],所以量化因子为

=6/1=6。

2）归纳控制规则

根据误差和误差变化量得到驱动电机转动的PWM波的控制信号。

共产生49条控制规则。

3）编制模糊控制表

（1）求总的模糊关系:

由控制规则知，这是一组模糊多重复合条件语句，其总模糊控制规则的总模糊关系由下式给出:

;

;i=1,2……（3-6）

式中

'的含义是:

是模糊向量的笛卡尔积，计算结果是n

m的模糊阵。

而

表示将这个n

m模糊阵按行拉成nm元模糊行向量，在转置成。

，元模糊列向量，而R最终结果是。

nm

t的模糊阵。

（2）制备模糊控制表:

对观测值偏差

和偏差变化率

，分别用各自的量化因子化为论域中的元素再把其模糊化为

和

，可求得模糊控制量

为:

式中

（3-7）

4）模糊量和确定量之间的转换

对系统实现控制，需要一个精确的清晰量，这就要求对模糊控制变量进行去模糊化。

本系统采用加权平均法进行去模糊化。

该方法的离散化代数表示式为:

（3-8）

3.3.2PI算法

PI的控制规律为:

（3-9）

其中:

-比例系数

T-积分时间常数

PI控制器各环节的作用如下:

1）比例环节:

成比例的反映控制系统的偏差信号error（t），偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，以减小偏差。

2）积分环节:

主要用于消除静差，提高系统的无差度。

采用微处理器，需引入数字PI控制，即以一系列采样时刻点KT代表连续时间t，以矩形法数值积分近似代替积分，可得离散PID表达式:

（3-10）

=

式中:

T为采样周期,K为采样序号。

为避免积分饱和现象，采用积分分离PI,即当误差大于0.5V时，不对误差进行积分，当误差小于0.5时,运行积分运算,以消除静差[19]。

3.3.3系统总控制量

所以系统总的控制量为:

（3-11）

4系统硬件电路设计原理

4.1硬件电路设计

电机伺服器硬件电路主要由FPGA控制器、数据采集电路、过流保护电路、隔离电路、驱动电路等组成。

各个模块在中央控制器FPGA的控制下协调工作。

4.1.1硬件电路结构框图

整个系统结构框图如下:

图4-1系统硬件电路框图

Fig.4-1SystemHardwareCircuitDiagram

4.1.2数据采集电路

1）上位机给定信号与位置检测传感器输出信号送到数据采集电路，得到位置误差信号及其变化率，即速度值。

2）位置传感器位置检测传感器采用精密电位器，精度为0.1%，此回路构成系统的位置环。

采用电位器的型号为WHD3-13精密多圈电位器。

3）电流传感器采用CHB-25NP型电流传感器，额定输入电流25A,输出电流25mA，失调电流小于0.3A，响应时间小于l

。

传感器采集电机电枢电流，此回路构成系统的电流环。

4）数据采集系统主要由三个A/D转换器组成，其中指令值及位置反馈值采用AD1674进行模数转换，电流值由ADC0809采样得到。

利用FPGA控制它的三条通道同步采样，分别采集指令信号、反馈信号和电流信号。

ADC0809包括一个8位的逼近型的ADC部分，并提供一个8通道的模拟多路开关和联合寻址逻辑。

用它可直接输入8个单端的模拟信号，分时进行A/D转换。

ADC0809的主要技术指标为:

（1）分辨率:

8位

（2）单电源:

+5V

（3）总的不可调误差:

±1LSB

（4）转换时间:

取决于时钟频率

（5）模拟输入范围:

单极性0-5

（6）时钟频率范围:

10KHZ-1280KHZ。

ADC0809芯片的内部结构和引脚如下图所示

图4-2ADC0809内部结构

Fig.4-2internalstructureofADC0809

图4－3ADC0809转换器电路图

Fig.4-3ADC0809conversioncircuit

AD1674是一款完全的单片12位模数转换器，内部包含了片上采样保持放大器（SHA），高精度10v参考电压源，时钟振荡器和三态输出缓冲等，器件工作不需外部时钟信号。

工业级的芯片的温度范围为-40到+85℃,高达1Oμs的采样速率，单极性和双极性电压输入，如

5V,

10V,0-10V,0-20V。

图4－4AD1674内部结构图

Fig.4-4InternalstructureofAD1674

图4-5AD1674转换器电路图

Fig.4-5AD1674conversioncircuit

图4-6ADC0809转换器电压调整电路图

Fig.4-6ADC0809conversionmodulatevoltagecircuit

采用霍尔传感器取得直流电机的电枢电流，再通过采样电阻转换为相应的电压，与基准电压值相比较。

当电机发生堵转时，电枢电流变大，电流对应的电压值大于基准电压时，通过比较器产生控制信号，从而屏蔽掉PWM波形，使两组MOS管同时截止，从而起到过保护的作用。

电流传感器的输出为输入信号，FPGA控制信号为输出信号。

因为指令信号与反馈信号的范围为（－10V，＋10V），而且AD1674的输入电压范围可调整为（－10，＋10），所以指令信号和反馈信号可以直接输入到AD1674的输端，经A/D转换后成为FPGA的输入控制信号。

对于电流反馈信号，经过采样电阻取得相应电压,通过运放电路将电压信号调整为（－5V，＋5V），输入到ADC0809中进行A/D转换，在输入到FPGA中进行电流控制。

数据采集前端运方电路如上图4-3和4-5所示[5]。

4.1.3FPGA控制电路

现场可编程门阵列（FPGA,FieldProgrammableGateArray）器件集成度高、体积小,具有通过用户编程实现专门应用的功能。

使用FPGA器件可以大大缩短系统的研制周期，减小资金投入。

更吸引人的是,采用FPGA器件可以将原来的电路板级产品集成为芯片级产品，从而降低了功耗，提高了可靠性，同时还可以很方便地对设计进行修改。

在FPGA中，采用硬件描述语言VHDL（Very-High-SpeedIntegratedCircuitHardwareDescriptionLanguage）进行编程。

VHDL是一种自上而下的设计方法，具有优秀的可移植性、EDA平台的通用性以及与具体硬件结构的无关性等特点。

本设计采用的可编程芯片为ALTERA公司的FLEX10K系列的EPF10K10LC84-4芯片，它具有高密度、低成本、低功耗、灵活的内部连接和强大的I/O引脚功能等特点。

FLEXIOK是工业界第一个嵌入式的可编程逻辑器件，采用可重构的CMOSSRAM工艺，把连续的快速通道互连与独特嵌入式整列相结合，同时也结合了众多可编程器件的优点来完成普通门阵列的宏功能。

器件内部集成10万门电路，实现复杂逻辑运算和数据运算。

FLEX10K系列器件主要由嵌入式阵列块、逻辑阵列块、快速通道（FastTrack）互连和I/O单元四部分构成。

嵌入式阵列由一系列嵌入式阵列块（EAB）构成。

当用来实现存储功能时，每个EAB提供2048位用来构造RAM,ROM,FIFO或双向RAM等功能。

当用来实现乘法器、微控制器、状态机以及DSP等复杂逻辑时，每个EAB贡献100至600个门。

逻辑阵列由一系列逻辑阵列块（LAB）构成。

每个LAB包含8个LE和一些局部互连，每个LE含有一个四输入查找表（LUT）、一个可编程触发器、进位链和级连链。

内部互连包括:

快速、可预测连线延时的快速通道连续式布线结构:

实现快速加法器、计数器和比较器的专用进位链;实现高速、多输入逻辑函数的专用级联链;实现内部三态总线的三态模拟。

器件的引脚由一些UO单元驱动，每个引脚都有一个独立的三态输出使能控制及漏极开路配置选项:

可编程输出电压的摆率控制，可以减小开关噪声。

FPGA内部结构如下图所示:

图4-7FPGA控制器电路图

Fig.4-7FPGAcontrolcircuit

采用ISP技术，通过JTAG接口电路直接向EEPROM芯片“烧写”程序，简单方便。

由于FLEXIOK10LC84-4芯片基于SRAM结构，掉电后芯片上程序消失。

所以采用外部存储器EEPROM芯片EPCLC20。

首先将程序存入EEPROM中，上电后，程序自动由EEPROM烧入FPGA芯片中。

图4-7JTAG接口电路

Fig.4-7JTAGinterfacecircuit

图4-8外部存储器电路

Fig.4-8Externalmemorycircuit

4.1.4隔离电路

由于直流电机驱动部分电路对控制部分电路存在干扰，需采用隔离电路进行隔离，以提高系统的稳定性。

本系统采用高速光耦6N137实现隔离作，速度可达500KHz，下图中的A,B,C,D四路信号即为FPGA生成的PWM信号经过电平变换后的输入信号。

下图为光耦隔离电路图:

图4-10隔离电路图

Fig.4-10isolationcircuit

图4-11隔离电路图

Fig.4-11Isolationcircuit

4.1.5调理电路

加到驱动电路上的PWM波需经过调理电路调整，以适合后端驱动电路的要求。

光藕隔离后的信号经过以下调理电路，作为驱动电路MOs管的栅极驱动电压。

的本系统通过三极管和电阻网络组成调理电路。

如右图所示:

图4-11调理电路电路图

Fig.4-11Adjustingcircuitofsystem

4.1.6驱动电路

驱动电路采用单极可逆驱动电路，PWM波驱动两组NMOS和PMOS组成的H桥电路，分别控制电机正转和反转。

其中PMOS管采用IRF9150,NMOS采用IRF150，两管为对管。

管子耐压为200V，电流为40A，两管并联电流值为80A。

电机功率为500W，额定电压56V，电流12A，可见功率管以留有足够余量。

电路中外加续流二极管，以构成续流回路，续流二极管采用MUR470（电流可达6A，续流时间（50纳秒），满足电路续流要求。

考虑到栅源间电压不能超过18V，故增加稳压二极管（12V），对MOS管起到保护作用。

采用单极受限PWM波控制两组NMOS和PMOS互补电路驱动直流电机，分别驱动电机正转和反转。

当一组工作时，另一组截止，而且只有在电机发生换向时才考虑两组MOS管同时导通的问题，即PWM波的死区问题。

通过设定适当死区，从而避免管子同时导通而导致电流过流发生的情况。

驱动电路如下图所示:

图4-12驱动电路

Fig.4-12DrivingCircuitofsystem

4.1.7电流传感器电路

以流过电机电枢电流作为电流传感器的输入，传感器额定电流为25A，最大输入电流为36A。

经内部电流交换将电流以1/100比例衰减，再经200

取样电阻取得相应电压，经调理电路后输入到ADC0809中，作为电流控制环，如下图所示。

图4-9电流传感器电路图

Fig.4-9Currenttransducercircuit

4.1.8硬件PWM波生成电路

由FPGA产生的一路PWM波作为控制信号,FPGA的另一路信号EN作为使能信号,控制PWM波的输出，如下图所示。

输出A路和C路PWM波控制一路MOS管的导通截至，输出B和D路PWM波控制另一路MOS管的导通和截止。

同时，两路PWM波的死区时间