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top电源
TOP249Y构成的DC/DC变换式250W开关电源电路图
电子市场信息来源:
维库开发网发布时间:
2008年10月15日
该DC/DC变换式开关电源采用一片TOP249Y,输入为250V~380V直流电压,输出为48V、5.2A(250W),电源效率可达84%。
其电路如图2所示。
C1为高频滤波电容,专门抑制从输入端引入的电磁干扰。
由于TOP249工作在它的功率上限,因此需将X端与源极S短接,把极限电流设置为内部最大值,即ILIMIT=ILIMIT(max)=5.7A。
在L端到UI之间接一只2MΩ的电阻R1,可进行线路检测。
若UI>450V,则TOP249Y停止工作,直到电压恢复正常。
这就有效地防止了元器件损坏。
由于初级电流较大,须采取以下措施:
第一,采用低泄漏电感的高频变压器并在初、次级之间增加屏蔽层,将漏感减至最小;第二,在钳位保护电路中的瞬态电压抑制器两端并联阻容元件R2、R3、C6,构成保护功能完善的VDZ1、VD1、R、C型钳位及吸收电路,以便吸收掉漏感上较大的磁场能量。
这种设计的优点在于,正常工作时VDZ1的损耗非常小,泄漏磁场能量主要由R2和R3分担;VDZ1的关键作用是限制在起动(或过载)情况下的尖峰电压,确保内部MOSFET的漏极电压低于700V。
次级绕组电压首先经过VD2、C9、C10和C11整流、滤波,再通过L2、C12滤除开关噪声之后,获得稳定的直流输出电压UO。
为减小滤波电容的等效电感,现将C9、C10和C11作并联使用。
稳压管VDZ2、VDZ3和VDZ4的稳压值分别为22V、12V、12V,串联后的总稳压值UZ=46V,稳定电流IZ≈10mA。
设光耦中红外发光二极管LED的正向压降为UF,输出电压由下式确定:
UO=UZ+UF+UR6≈46V+1V+10mA×100Ω=48V
R6是LED的限流电阻,它还决定控制环路的增益。
二极管VD4和电容C14构成软起动电路。
刚上电时,由于C14两端压降不能突变,致使VD6因负极接低电平而导通,此时稳压管不工作。
随着C14被充电,其两端的压降不断升高,又使VD4变成截止状态,输出电压才建立起来。
掉电后,C14上的电荷就经过R9泄放掉。
C13和R8为高压控制回路的频率补偿元件。
为了保证TOP249Y能在满载情况下正常输出,必须给TOP249Y加上面积足够大的散热器,使芯片即使在低压输入或最高环境温度下工作,芯片的最高结温也不超过110℃(仅对Y封装而言,其他封装均不得超过100℃)。
若受安装条件限制,无法加装大散热器,则必须进行通风降温。
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采用TOP222P的小开关电源模块
信息来源:
维库开发网发布时间:
2007年10月15日
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TOP222P PC817
点此处看清晰电路图
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采用TOP222P芯片的小开关电源模块,交流输入电压为100~245V,双路直流输出(注1),最大输出分别为10v800mA、5v800mA,电源效率80%~89%。
(注1:
此电源模块的输出5v组带有稳压功能。
)
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TOP210
该电源电路如图所示,输入交流电压为110V或220V。
当110V交流电压电源在85~132V范围内变化或220V交流电压电源在170~265V范围内变化时,Sv=±1%。
当负载电流变化范围为10%~100%时,Si=±5%。
输出纹波电压为±50mV。
电路中的S为ll0V/220V交流电压选择开关,亦可通过印制板上的跳线器来代替开关。
当S闭合时,选择ll0V交流电压输入,此时由整流桥BR和阻容元器件R1、C1、R2、C2构成倍压整流电路。
当S断开时,选择220V交流电压输入。
为改善轻载时的电压稳定性,输出电路中增加了电阻R4,由它设定的最小负载电流=36mA。
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这是一个简单的5V/5W开关电源电路。
采用了一片TOP210三端PWM开关集成电路。
TOP210内含PWM控制器,功率MOSFET和各种保护电路。
该电源交流输入电压范围为85~265V,当负载从额定负载的10%变化到100%,电源电压调整率和负载电流调整率可达+-5%。
该电源还具有过压、超温保护和限流等功能。
TOP210的D脚为内部输出MOSFET的漏极,C脚为内部误差放大器和反馈电流输入脚,用来调整开关电源的占空比。
S脚为内部MOSFET的源极,也是内部控制电路的公共端。
交流输入电压经VD1-VD4整流后的直流高压,加到变压器T1初级线圈的一端,初级线圈的另一端加到TOP210内部输出MOSFET的漏极。
VD5和VD6组成钳位电路,把变压器漏感引起的脉冲前沿尖峰电压限制到安全值。
该电源的工作频率为l00kHz。
变压器次级电压经VD7整流和C2、C3、L2滤波后,输出5V稳定电压。
L1、C7、C4、C5用来减小传导辐射电流,以减小开关电源产生的射频干扰。
反馈线圈两端电压经VD8整流,R1、C6限流、滤波后,加到TOP210的控制脚,C6两端电压由TOP201来调整,以便稳定输出电压。
一款简单易作的开关电源
时间:
2007-01-08 来源:
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开关电源原理图如图所示。
虽然稳压精度不高,但能满足一般要求,且电路简洁,采用常规元件,成本极低,输出允许开路和短路。
市电经D1整流及C1滤波后得到约300V的直流电压加在变压器的①脚(L1的上端),同时此电压经R1给V1加上偏置后后使其微微导通,有电流流过L1,同时反馈线圈L2的上端(变压器的③脚)形成正电压,此电压经C4、R3反馈给V1,使其更导通,乃至饱和,最后随反馈电流的减小,V1迅速退出饱和并截止,如此循环形成振荡,在次级线圈L3上感应出所需的输出电压。
L2是反馈线圈,同时也与D4、D3、C3一起组成稳压电路。
当线圈L3经D6整流后在C5上的电压升高后,同时也表现为L2经D4整流后在C3负极上的电压更低,当低至约为稳压管D3(9V)的稳压值时D3导通,使V1有基极短路到地,关断V1,最终使输出电压降低。
电路中R4、D5、V2组成过流保护电路。
当某些原因引起V1的工作电流大太时,R4上产生的电压互感器经D5加至V2基极,V2导通,V1基极电压下降,使V1电流减小。
D3的稳压值理论为9V+0.5~0.7V,在实际应用时,若要改变输出电压,只要更换不同稳压值的D3即可,稳压值越小,输出电压越低,反之则越高。
自制时,高频变压器是关键,可参考以下参数制作:
选用E形4X4mm高频磁芯,L1用0.15mm漆包线绕160匝;L2用0.15mm漆包线绕10匝;L3用0.39mm漆包线绕12匝。
绕制变压器时一定要用薄膜胶带做好层间绝缘,同时在两个E形磁芯之间也垫上一层薄膜胶带,防止磁饱和。
连接电路时注意相位关系,否由不起振(图中线圈已有黑点作为标志)。
在实际绕制变压器时,与V1相连的L1就绕在骨架的最里层,其下端(变压器的②脚)为起始端,其上端(变压器的①脚)为电源(300V直流)供电端,然后绕制反馈线圈L2和输出线圈L3,这样做的好处是反馈及输出线圈与V1集电极(有较高的脉冲电压)之间的分布电容将大大减小,有助于提高性能。
下面我们以输出功率为5瓦以下的开关电源为例,讲解一下开关电源变压器的设计。
1 电气要求:
1. 输入电压:
AC90-264V/50-60HZ
2. 输出电压:
5±0.2V
3. 输出电流:
1A
2 设计流程介绍:
2.1 线路图如下:
说明:
W1,W3是做屏蔽用的,对EMI有作用;
Np是初级线圈(主线圈);
Nb是辅助线圈;
Ns次级线圈(二次侧圈数)。
2.2 变压器计算:
2.2.1 变压器的参数说明:
依据变压器计算公式
B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)
Lp = 一次侧电感值(uH)
Ip = 一次侧峰值电流(A)
Np = 一次侧(主线圈)圈数
Ae = 铁心截面积(cm2)
B(max)依铁心的材质及本身的温度来决定,以浙江东磁公司的DMR40为例,100℃时的B(max)为4000Gauss,设计时应考虑零件误差,所以一般取3000~3600Gauss之间,若所设计的power为Adapter(有外壳)则应取3000Gauss左右,以避免铁心因高温而饱合,一般而言铁心的尺寸越大,Ae越高,所以可以做较大瓦数的Power。
2.2.2 决定占空比:
由以下公式可决定占空比,占空比的设计一般以50%为基准,占空比若超过50%易导致振荡的发生。
NS=二次侧圈数
NP=一次侧圈数
Vo=输出电压
VD=二极管顺向电压
Vin(min)=滤波电容上的最小电压值
D=占空比
2.2.3 决定Pout,Ip,Lp,Nps,Np,Ns值:
Pout=V2xIoutx120%
V2=Vout+Vd+Vt
因为I1p是峰峰值,如下图:
所以
Lp=
简化后
Lp=
Nps=
Ip=一次侧峰值电流
I1p=一次侧尖峰电流值
Pout=输出瓦数
Vd=开关二级关的正向压降一般为0.55V
Vt=输出滤波线圈的压降,一般取0.2V
开关变压器的转换效率
PWM震荡频率
Nps次级与初级的匝比
Np初级线圈圈数,Ns次级线圈圈数
2.2.4 决定变压器线径及线数:
当变压器决定后,变压器的Bobbin即可决定,依据Bobbin的槽宽,可决定变压器的线径及线数,亦可计算出线径的电流密度,电流密度一般以6A/mm2为参考,电流密度对变压器的设计而言,只能当做参考值,最终应以温升记录为准。
2.2.5 决定辅助电源的圈数:
依据变压器的圈比关系,可决定辅助电源的圈数及电压。
2.2.6 变压器计算:
输出瓦数10W(5V/2A),Core=EE-19,可绕面积(槽宽)=57mm,MarginTape=2.8mm(每边),剩余可绕面积=4.4mm,Ae=52
假设fT=45KHz,Vin(min)=90V,=0.7,
计算式:
决定占空比:
假定D=0.48,f=45k
计算Pout,Ip,Lp值:
V2=Vout+Vd+Vt
=5+0.55+0.2=5.75
Pout=V2xIoutx120%
=5.75x2x1.2=13.8W
=
=0.69A
=0.69/2.4=0.30A
Lp=
=
=1.6mH
Nps=
=5.75/100=0.058
==4.1取5圈
Np=5/0.058=88圈
辅助线圈电压为10V,则权数为
Nw4=10/100x88=9圈
变压器材质及尺寸:
由以上假设可知材质MBR40,尺寸=EE-19,Ae=0.52cm2,可绕面积(槽宽)=12mm,因MarginTape使用2.8mm,所以剩余可绕面积9.2mm.
决定变压器的线径及线数:
=0.69A
=0.69/2.4=0.30A
假设NP使用0.32ψ的线
电流密度=
可绕圈数=
假设Secondary使用0.35ψ的线
电流密度=
假设使用4P,则
电流密度=
可绕圈数=
2.2.7 设计验证
将所得资料代入
〈0.3T公式中,如此可得出B(max),若B(max)值太高或太低则参数必须重新调整。
=1.6x0.69/(88x52) x100
=0.28T<0.3T设计通过
镍氢电池智能充电电路
文章来源:
转载 更新时间:
2008.10.30
单只镍氢电池电压为1.25V,充电时最高为有1.55V,它不宜使用高于3V的直流电源为其充电。
将电源变压器输出为交流3.5V的双绕组作全桥整流可得到正负3.5V直流电,以负端输出作为零电平,中点即成为+3.5V可作给镍氢电池充电的直流电源,正端输出则成为+7V可作控制电路的工作电源。
非满载输出状况时,中点电平约为4.9V,正输出端约为9.8V。
满载输出状况时,中点电平为3V,正输出端约为7.9V。
控制电路所使用的COMS门电路CC4093和通用四运放LM324均可在6V~12V之间正常工作。
参见原理图,U1是内置电压比较器的稳压集成电路TL431,可提供2.5V精密基准电压。
经R7~R10四只电阻串联分压,分别为U2a、U2b、U2c三只电压比较器提供1.54V、1.25V、1.15V比较电压。
U2a的负输入端与U2b、U2c的正输入端共同接在镍氢电池正端上,对电池两端电压进行检测。
电池电压高于1.54V时U2a输出低电平,电池电压低于1.54V时U2a输出高电平;电池电压高于1.25V时U2b输出高电平,电池电压低于1.25V时U2b输出低电平;电池电压高于1.15V时U2c输出高电平,电池电压低于1.15V时U2c输出低电平。
U2d的负输入端接在2.5V基准电压上,正输入端通过R24电阻接中点电源上。
与此同时,U2d正输入端通过C3电容接在镍氢电池正端上,在没有放入电池或通电数秒种后,U2d输出高电平。
在电池已经放入电路中的状况下接通电源,U2d正输入端被C3电容暂时短路接在镍氢电池正端上,电平不大于1.5V,U2d输出低电平;经过约1秒钟后,C3电容被充电,U2d正输入端电平高于2.5V,U2d输出高电平。
如果放入的是没有放完电可以继续使用的电池,U2c将检测出电池的两端电压高于1.15V,输出高电平。
在U2d尚输出低电平的时候,由与非门U3c、U3d组成的RS触发器将被置成U3c输出低电平,U3d输出高电平。
1秒钟后U2d输出高电平,U3c、U3d的输出状态被保持不变。
发光管LED4发红光显示电池不需要充电。
而U3c输出低电平使BG1截止,与非门U3a输入端同时被封锁输出高电平,与非门U3b输出低电平,功率场效应管BG2截止。
只有经过R1的约30mA电流给电池作涓流维持性充电。
如果放入的是放完电的电池,U2c将检测出电池两端电压低于1.15V,输出低电平。
在U2d尚输出低电平的时候,由与非门U3c、U3d组成的RS触发器将被置成U3c与U3d都输出高电平。
但在1秒钟后,U3d改为输出低电平,U3c继续保持输出高电平。
发光管LED3发绿光指示电池需要充电。
此时,U2b输出低电平使U3a输出高电平,U3b输出低电平,功率场效应管BG2截止。
但U3c输出高电平使BG1导通,经R2提供约100mA电流和经过R1的30mA电流一起给电池作小电流充电。
电池开始充电后,在电池电压高于1.15V、低于1.25V期间,U2c的输出状态翻转为高电平。
但U3c、U3d的输出状态保持不变,U3c继续输出高电平,BG1导通。
因U2b的输出状态还是低电平使U3a输出高电平,U3b输出低电平,功率场效应管BG2截止。
仍然只经R2提供约100mA电流和经过R1的30mA电流一起给电池作小电流充电。
经过一段时间小电流充电后,电池电压高于1.25V、低于1.54V,电压比较器U2a、U2b都输出高电平,此时U3c也继续输出高电平,从而使U3a输出低电平,U3b输出高电平,功率场效应管BG2导通,经R3提供不小于500mA电流和经过R2提供的100mA电流以及经过R1提供的30mA电流一起给电池作大电流充电。
此时LED1发绿光显示正处于大电流充电状态,LED3绿发光管熄灭。
发光管LED2也熄灭。
在经过一段时间大电流充电,电池已经充足电,电池电压高于1.54V时,U2a输出低电平使U3a输出高电平,U3b输出低电平,功率场效应管BG2截止。
LED1熄灭,LED2发光。
与此同时,U3b从高电平翻转为低电平,将通过C2电容和R13构成的微分电路将U3d输入端短暂置为低电平,从而使U3b输出端从低电平翻转为高电平。
LED4发光显示电池已经充足电。
U3a的输出端随之从高电平翻转为低电平,LED3熄灭,BG1也截止,只有经过R1的30mA电流继续给电池充电。
若继续进行涓流充电,电池电压将从1.55V降低至1.5V,U2a与U2b的输出端都将输出高电平,但此时U3a输入端已经被U3c封锁只能输出高电平,U3b输出低电平,功率场效应管BG2继续保持截止,只有经过R1的30mA电流继续给电池作涓流充电。
取出电池后或在没有放入电池的状况下接通电源,连接电池正端的E点电平为中点电位高于1.55V,U2a输出低电平,BG3截止,LED3和LED4都不发光。
此时U3a输出高电平,U3b输出低电平,LED2发红光指示电路处于通电工作状态,LED1不发光。
再放入电池,即刻重复上述自动检测充电过程。
其中,LED1与LED2、LED3与LED4可分别合用一只双色发光管。
接通电源后,LED1与LED2总有一只发光。
LED3与LED4必须放有电池才发光,因此可以判断电池是否放入并且没发生接触不良现象。
CC4093是带斯密特触发器的四2与非门,因其不易买到,可用普通四2与非门CD4011替代。
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一款手机充电器用电源变换器电路的分析
原理图如下:
分析一个电源,往往从输入开始着手。
220V交流输入,一端经过一个4007半波整流,另一端经过一个10欧的电阻后,由10uF电容滤波。
这个10欧的电阻用来做保护的,如果后面出现故障等导致过流,那么这个电阻将被烧断,从而避免引起更大的故障。
右边的4007、4700pF电容、82KΩ电阻,构成一个高压吸收电路,当开关管13003关断时,负责吸收线圈上的感应电压,从而防止高压加到开关管13003上而导致击穿。
13003为开关管(完整的名应该是MJE13003),耐压400V,集电极最大电流1.5A,最大集电极功耗为14W,用来控制原边绕组与电源之间的通、断。
当原边绕组不停的通断时,就会在开关变压器中形成变化的磁场,从而在次级绕组中产生感应电压。
由于图中没有标明绕组的同名端,所以不能看出是正激式还是反激式。
不过,从这个电路的结构来看,可以推测出来,这个电源应该是反激式的。
左端的510KΩ为启动电阻,给开关管提供启动用的基极电流。
13003下方的10Ω电阻为电流取样电阻,电流经取样后变成电压(其值为10*I),这电压经二极管4148后,加至三极管C945的基极上。
当取样电压大约大于1.4V,即开关管电流大于0.14A时,三极管C945导通,从而将开关管13003的基极电压拉低,从而集电极电流减小,这样就限制了开关的电流,防止电流过大而烧毁(其实这是一个恒流结构,将开关管的最大电流限制在140mA左右)。
变压器左下方的绕组(取样绕组)的感应电压经整流二极管4148整流,22uF电容滤波后形成取样电压。
为了分析方便,我们取三极管C945发射极一端为地。
那么这取样电压就是负的(-4V左右),并且输出电压越高时,采样电压越负。
取样电压经过6.2V稳压二极管后,加至开关管13003的基极。
前面说了,当输出电压越高时,那么取样电压就越负,当负到一定程度后,6.2V稳压二极管被击穿,从而将开关13003的基极电位拉低,这将导致开关管断开或者推迟开关的导通,从而控制了能量输入到变压器中,也就控制了输出电压的升高,实现了稳压输出的功能。
而下方的1KΩ电阻跟串联的2700pF电容,则是正反馈支路,从取样绕组中取出感应电压,加到开关管的基极上,以维持振荡。
右边的次级绕组就没有太多好说的了,经二极管RF93整流,220uF电容滤波后输出6V的电压。
没找到二极管RF93的资料,估计是一个快速恢复管,例如肖特基二极管等,因为开关电源的工作频率较高,所以需要工作频率的二极管。
这里可以用常见的1N5816、1N5817等肖特基二极管代替。
同样因为频率高的原因,变压器也必须使用高频开关变压器,铁心一般为高频铁氧体磁芯,具有高的电阻率,以减小涡流。
单片TOP223系列开关电源工作原理
老铎 2006-4-110:
52:
21
最新出版:
40W数字功放-D类功放原理和制作制作资料下载(2007.12.26更新)
:
电压控制型-开关电源全桥驱动器PM4040FPDF技术资料下载(2007.07.17更新)设计220V-380V到300W-5KW的开关电源显得更简单和方便。
PM4040F电源驱动器实用电路下载2007.07.10
(1)控制电压源
控制电压Vc能向并联调整器和门驱动级提供偏置电压,而控制端电流Ic则能调节占空比。
在C-S极之间外接一只47 μF旁路电容,即可为门驱动级提供电流。
控制端的总电容用CT表示,由它决定自动重启动的定时,同时控制环路的补偿。
Vc有两种工作模式,一种是滞后调节,用于启动和过载两种情况,具有延迟控制作用;另一种是并联调节,用于分离误差信号与控制电路的高压电流源。
电路刚启动时由D-C极之间的高压电流源提供控制端电源Ic,以便给控制电路供电并对CT充电。
(2)带隙基准电压源
带隙基准电压源除向内部提供各种基准电压之外,还产生一个具有温度补偿并可调整的电流源,以保证精确设定振荡器频率和门级驱动电流。
(3)振荡器
内部振荡电容是在设定的上、下阈值VH、VL之间周期性地线性充、放电,以产生脉宽调制器所需要的锯齿波(SAW),与此同时还产生最大占空比信号(DMAx)和时钟信号(CLOCK)。
为减小电磁干扰,高电源效率,振荡频率(即开关频率)设计为100 kHz。
需要指出,对于TOP系列开关电源(Ⅱ)脉冲波形的占空比设定潍D,其最小值Dmin=0.7%,对应于空载;最大值Dmax=70%,对应于满载。
(4)误差放大器
误差放大器的增益由控制端的动态阻抗Zc来设定。
Zc变化范围是10~20 Ω,典型值为15 Ω。
误差放大器的同相输入端接5.7 V基准电压,作为参考电压。
反相输入端接反馈电压VF。
输出端接的P沟道MOSFRT管等效于一只可调电阻,其阻值用R′DS表示。
控制电压Vc经Zc、R′DS、RE分压后获得VFOIC可直接取自反馈电路,亦可接外部误差放大器的光电耦合反馈电路。
误差放大器将反馈电压VF与5.7 V基准电压进行比较后,输出误差电流Ir,在RE上形成误差电压Vr。
(5)脉宽调制器(PWM)
脉宽调制器是一个电压反馈式控制电路,它具有两层含义,第一,改变控制端电流Ic的大小,即可调节占
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