基于UC2844的单端反激电源原理及波形.docx
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基于UC2844的单端反激电源原理及波形
单端反激拓扑的基本电路
单端反激拓扑的基本电路
(b)为Q1电流,(c)为次级整流二极管电流,(d)为Q1的Vce电压
工作原理如下:
当Q1导通时,所有的次级侧整流二极管都反向截止,输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感,流过Np的电流线性上升,达到峰值Ip。
当Q1关断时,所有绕组电压反向,次级侧整流二极管导通,同时初级侧线圈储存的能量传递到次级,提供负载电流,同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零,则电路工作于断续模式(DCM),波形如上图(b)(c)(d),反之则处于连续模式(CCM)
电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下
工作时序图如下
开关电源启动时输出时序不正确的案例:
电动汽车驱动板有两路开关电源,如下图
开关电源1的UC2844启动电路,其输出包含VDD5
开关电源2的UC2844启动电路,其输出包含+5V电路
尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF,充电电阻是30kΩ,但由于开关电源2中D26的存在,使得开关电源2充电快,先开始工作,导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时,光耦会输出负压(Vout+相对于Vout-的电压),如下图。
CH1:
VDD5电压CH2:
+5V电压CH3:
U31pin6CH4:
U31Pin7
光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压,如下图
U20Pin1电压
这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端,此时GENERATRIX信号的电压为-470mV,这个电压已经超过了比较器允许的最大负压(器件资料规定输入负压不得大于0.3V),在环境温度超过73℃时,-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
SIZE-D旧版开关电源UC2844电路
1、电路正常工作时
(1)启动初始
开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V,原因:
(1)+15电压较低,反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限,因而U17次级侧阻抗无穷大(开路)
(2)2844的Pin2(内部误差放大器“-”端)接地,因此误差放大器输出为高电平,电压由芯片内部决定
注:
UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V,测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右,唯有这个电路Pin1电压偏高,但器件资料并没有给出高电平的最大值
CH1:
UC2844Pin1CH2:
UC2844Pin3CH3:
MOS驱动CH4:
+15V
当Pin1电压为7.2V时,Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高,驱动关闭。
从2844内部框图可以看出当Pin1电压大于4.4V时(2个二极管压降为0.7V*2),电流取样比较器“-”端电压会被稳压二极管钳位到1V。
当Pin1电压小于4.4V时,电流取样比较器“-”端电压=(Vcom-1.4)/3。
CH1:
UC2844Pin1CH2:
UC2844Pin3CH3:
MOS驱动CH4:
+15V
CH1:
电流检测电阻上的电压CH2:
UC2844Pin3CH3:
MOS驱动
启动时第一个驱动脉冲,电流检测电阻上的电压从0开始上升,驱动持续时间比较长(10uS左右)
启动时的第二个脉冲
观察第二个驱动脉冲波形,电流检测电阻上的电压不是从0开始上升,也就是说开关管的电流不是从0开始,所以此时电路工作在CCM(电流连续模式),这是因为启动时负载电流比较大(给各电路的储能电容充电)。
从下图的电路中可以看到,开关管Q2的电流检测电阻后端接了一个RC滤波,然后才接到UC2844的Pin3,由于经过了滤波,Pin3电压是从0V开始逐渐上升的,并不像电流检测电阻上的电压那样陡峭
开关管电流检测增加RC滤波的原b因:
(1)变压器初级侧线圈匝与匝之间有分布电容,当MOSFET每次开通时,输入电压会给此电容充电,充电电流会流过开通的MOSFET,导致MOSFET电流上有尖峰,此尖峰会体现在电流检测电阻的电压上,并可能超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断,因此需要将此尖峰滤除。
输入电压越大,匝间电容充电电流尖峰越大,如下图所示(MOSFET电流采样电阻上的波形,SIZE-D驱动板)
120V输入电压,最大尖峰411mV300V输入电压,最大尖峰730mV
(2)在CCM(电流连续模式)状态下,初级侧MOSFET开通时,次级侧整流二极管反向恢复,反向恢复电流经过变压器反射到初级侧,在MOSFET电流上形成一个尖峰,如下图所示(电动汽车24V输入驱动板),此尖峰会超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET误关断,因此同样需要将此尖峰滤除。
在DCM(电流不连续模式)时,整流二极管不会有反向恢复电流,则MOSFET开通时没有电流尖峰。
CH1:
电流采样电阻上的电压CH2:
UC2844Pin3
CCM,电流采样电阻上的尖峰DCM,电流采样电阻的波形无尖峰
关于二极管反向恢复的详细讲解请参考
增加RC滤波的影响:
滤波电容容值偏小,电流尖峰不能有效消除;容值偏大会造成电流反馈延时过大,UC2844电流采样脚Pin3的电压低于电流采样电阻的电压,会造成输出限电流/限功率不准,重载或者输出短路时导致MOSFET、整流二极管损坏。
经验案例参考:
(2)Pin1电压下降
主反馈(+15V)电压达到11.5V时,UC2844Pin1电压开始从7.2V往下降,此时光耦U17Pin1为9.6V,Pin2为8.7V,光耦U17的发光二级管导通(管压降1.0V),Vce电压下降(即UC2844Pin1电压下降)
注:
从原理上来说,主反馈电压要达到15V才能使得TL431基准输入电压为2.5V,这样才能保证TL431开始工作,光耦二极管开始导通;而这里主反馈在11.5V时光耦二极管就导通,并不是因为TL431开始工作了,具体原因后文有详细说明
CH1:
UC2844Pin1CH2:
U17Pin1CH3:
U17Pin2CH4:
+15V
随着UC2844的Pin1电压降低到低于4.4V,电流取样比较器反相输入端电压不再被钳位到1V,而是随着Pin1电压下降而下降。
这样Pin3的电压峰值也逐渐低于1V。
CH1:
UC2844Pin1CH2:
UC2844Pin3CH3:
MOS驱动CH4:
+15V
(3)稳态时的波形
CH1:
UC2844Pin1CH2:
UC2844Pin3CH3:
MOS驱动CH4:
+15V
稳定工作时Pin1为1.76V,根据芯片资料,UC2844内部电流比较器的门限电压(“-”端电压)为
(1.76-1.4)/3=120mV。
从这个图看,Pin3电压达到170mV时驱动关断,与计算的120mV有些偏差。
注:
此处计算有错误,关断时内部电流比较器门限电压应该用此时Pin1的瞬时值计算,而不是用有效值
二、新制动单元开关电源电路图(Ver:
0)
与SIZE-D的驱动板不同,新制动单元UC2844的Pin1没有通过电阻接到Pin8,从后文可以看出这样做是不太合适的
1、启动时Vcc波形
新制动单元启动时UC2844的电源Vcc先下降再上升,最低到11V左右,由于UC2844欠压锁定的门限最大值为11V,因此这里有可能导致开关电源打嗝。
而SIZE-D启动时Vcc下降幅度很小。
新制动单元波形
CH1:
UC2844Pin7(Vcc)CH3:
UC2844Pin6
SIZE-D波形
CH1:
UC2844Pin7(Vcc)
通过上面的波形引申出两个问题
(1)启动时UC2844供电电源Vcc电压值为什么会先降低再上升?
启动时,除了给UC2844供电的辅助绕组外,各输出绕组的滤波电容上电压都很低(0V),因此输出绕组电压被钳位在较低的电压。
由于此时辅助绕组输出滤波电容的电压较高(即UC2844电源电压Vcc),整流二极管无法导通,UC2844的工作电流全部来自滤波电容,因此UC2844电源Vcc会有一段时间的下降,直到辅助绕组电压高于滤波电容电压,辅助绕组开始给UC2844供电并给滤波电容补充能量,VCC电压升高。
下图为辅助绕组整流二极管阳极电压波形,启动时阳极电压低于阴极电压(即UC2844电源Vcc电压)
(2)为什么新制动单元的Vcc电压降幅比SIZE-D大很多?
对比新制动单元和SIZE-D电路主要有三点不同
1新制动单元UC2844的Vcc滤波电容为47uF,SIZE-D则为220uF。
这样在UC2844启动之前,SIZE-D的滤波电容储存的能量较多,启动后电压下降较慢。
2新制动单元驱动电阻为10Ω,SIZE-D为100Ω,两者MOS管型号不同,但其输入电容Ciss相同,因此SIZE-D驱动电流较小,Vcc负载比新制动单元小,SIZE-DVcc电压下降慢。
3变压器有一路绕组给Vcc供电,新制动单元Vcc限流电阻为10Ω,SIZE-D为36Ω,新制动单元Vcc供电电流比SIZE-D大,这一点新制动单元优于SIZE-D。
综上,针对
(1)、
(2)做对比试验
(1)针对Vcc滤波电容试验的波形如下
新制动单元,滤波电容加大为100uF,启动时Vcc最低为13.3V。
SIZE-D滤波电容减小为47uF,启动时Vcc最低为12.9V,仍高于47uF滤波电容值的新制动单元。
(2)更改新制动单元MOS驱动电阻为100Ω,启动时Vcc最低仍为11V,表明此电阻对Vcc电压无影响。
原因:
MOS门极电压升到15V所需要的电量是一定的,亦即UC2844输出的能量是一定的,驱动电阻只是决定了电压上升的快慢,并不改变UC2844负载大小
2、UC2844Pin1(电压反馈)波形
稳定工作时的波形(高分辨率模式)
CH1:
UC2844Pin1CH2:
UC2844Pin3CH3:
MOS驱动
从上面的波形可以看出,UC2844Pin1电压波动很大,有约1ms的时间为0V,即反馈光耦U10(CTR为200~400)处于饱和导通的状态,这段时间内MOSFET驱动完全关闭。
从原理图上看,UC2844的Pin1与Pin8之间没有接电阻,光耦次级侧电流IC完全靠UC2844Pin1提供,但是UC2844Pin1的拉电流能力(误差放大器输出为高电平时的输出电流)很小(如下图所示),导致光耦次级IC很小,当主反馈电压偏高时,光耦IF增大,使得初、次级满足IF*CTR>IC,光耦饱和导通。
UC2844内部误差放大器特性
尝试在UC2844的Pin1、Pin8之间接电阻,当Pin1电压低于Pin8电压(5V)时,Pin8可以通过此电阻给光耦次级侧提供电流,增大Ic,使光耦不进入饱和导通状态。
通过实验对比可以看出加电阻确实可以使光耦一直工作在放大区,这样可以明显减小输出电压的纹波(实验中测试的是UC2844电源Vcc)
(1)加电阻2kΩ,稳态时波形如下,UC2844Pin1电压在2.48V左右
CH1:
UC2844Pin1CH2:
MOS驱动
(2)加电阻4.7kΩ,稳态时波形如下,UC2844电源Vcc纹波150mV,Pin1电压2V左右
CH1:
UC2844Pin7(Vcc)CH2:
MOS驱动CH3:
UC2844Pin1
(3)未加电阻时波形如下,UC2844电源Vcc纹波高达530mV
CH1:
UC2844Pin7(Vcc)CH2:
MOS驱动CH3:
UC2844Pin1
三、电动汽车低压驱动板开关电源
低压驱动板上有2两路开关电源,输入电压都是24V低压,但负载不同,电路设计不一样。
1、开关电源1启动波形
(1)第一个驱动,持续时间长,电流检测电阻上的电压已经达到1.2V。
由于输入电压只有24V,变压器匝间电容几乎不会引起MOSFET开通时的电流尖峰
CH1:
电流检测电阻电压CH2:
Isense电压
2、稳态时的波形(DCM)
由于变压器有漏感,等效为与变压器原边绕组串联,MOS开通时漏感会储存能量,当MOS关断时漏感储存的能量不能传递到副边,此部分能量需要寻找泄放途径,就会在MOS电压上形成尖峰。
在DCM状态,电流较小,因此MOS关断时尖峰电压较低,如下图为49V
CH1:
MOS管电压VdsCH2:
次级侧+17U整流二极管电压
DCM状态,当次级侧整流二极管续流结束时,初级侧励磁电感和MOSFET的输出电容Coss(D、S之间电容)谐振,励磁电感感量大,所以谐振幅度大,频率低(f=1/(2π*√LC)),引起谐振的过程如下:
(1)首先,在副边传递能量的过程中,MOS管上的电压是输入电压与副边反射电压之和。
由于两者都是稳定的,所以前期电压是稳定的。
(2)当能量传递完成的时候,副边相当于开路,原边也相当于开路,那么原边电路等效为一个输入电源,一个变压器绕组,一个MOS管输出电容,即电源+电感+电容,由于电容上的电压与电源电压不相等,所以只能发生谐振。
振荡开始阶段,MOS管输出电容上的电压(输入电压Vin与反射电压Vr之和)比输入电压高,MOS管输出电容开始通过变压器原边给输入电源充电,所以MOS管DS电压开始降低,由于RCD钳位电路的存在,这个振荡是阻尼振荡,幅度越来越小,直到Vds稳定在输入电源电压。
谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管
CH1:
MOS管电压CH3:
+17U整流二极管电压
3、CCM状态
电源启动时,电路处于CCM状态,负载电流较大,MOSFET关断时尖峰电压较高,如下图为63V。
MOS管关断期间副边二极管一直在导通,原边MOS管电压被钳位在输入电压与反射电压之和,因此MOS管关断后不会出现DCM时的谐振
CH1:
MOS管电压VdsCH2:
次级侧+17U整流二极管电压
由于MOSFET关断时会有很高的尖峰电压,如果不采取措施,此电压可能会击穿MOSFET,因此电路中都会加RCD吸收,如下图中红色选中器件D30、C71及与C71并联的4个电阻。
开关电源1MOS管RCD吸收电路
从下图波形可以看出,当MOS导通时D30承受约40V的反压;MOS关断瞬间,Vds电压上升到电源电压与反射电压之和(即Vin+Vr),此时D30导通,漏感能量经过D30给电容C71充电。
CH1:
D30电压CH3:
MOS管电压Vds
稳态时(DCM状态)D30波形左图红框展开波形
电容C71上的电压波形如下,在17V左右波动。
D30导通时C71吸收漏感能量,电压升高,漏感能量释放完毕后D30截止,C71电压逐渐降低,直到D30再次导通
CH1:
D30电压CH3:
电容C71两端电压
关于RCD吸收电路的原理与分析计算,请参考附件
4、开关电源2反馈电路
(1)TL431等效电路图如下
电压反馈的稳压原理:
当主反馈电压(+5V)升高时,经电阻R125、R155分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器同向输入端)的电压升高,使得TL431阴、阳极间电压Vka降低,进而光耦的二极管电流IF变大,于是光耦集射极动态电阻变小,集射极间电压变低,即UC2844的Pin1电压变低,使得MOSFET功率管的导通时间变短,于是传输到次级线圈的能量减小,使输出电压降低。
参考波形如下:
稳态时的波形,数学函数为CH1-CH2,即R150上的电压,最高825mV,最低680mV,二极管导通压降为1.05V,则可以算出流过光耦二极管的电流IF最高1.25mA,最低0.95mA
CH1:
+5VCH2:
U22Pin1CH3:
U22Pin2(Vka)MATH:
CH1-CH2(R150压降)
CH1:
+5VCH2:
U22Pin1CH3:
U22Pin2(Vka)CH4:
MOS驱动
(2)电源启动时反馈电路波形
Vka有一个电压下降的点,此时主反馈电压还未达到5V,TL431还未开始工作;电阻R150压降218mV,则TL431电流IKA为0.46mA,光耦U22二极管压降0.85V,未导通;之后IKA开始显著增加
主反馈电压达到5V时,TL431开始工作,光耦U22初级侧导通,二极管压降为1V,次级侧Vce开始下降,此时R150压降为470mV,则TL431电流IKA为1mA
CH1:
+5VCH2:
U22Pin1CH3:
U22Pin2(Vka)CH4:
U22VceMATH:
CH1-CH2(R150压降)
启动时波形
Vka有一个电压下降的点,此时电阻R150压降218mV
CH1:
+5VCH2:
U22Pin1CH3:
U22Pin2(Vka)CH4:
U22VceMATH:
CH1-CH2(R150压降)
主反馈电压达到5V时,光耦U22次级侧Vce开始下降,此时R150压降为470mV
CH1:
U22pin1CH2:
U22pin2(Vka)CH4:
U22VceMATH:
CH1-CH2(光耦U22二极管压降)
CH1:
U22pin1CH2:
U22pin2(Vka)CH4:
U22VceMATH:
CH1-CH2(光耦U22二极管压降)
Vka有一个电压下降的点,此时光耦U22二极管压降0.85V
光耦U22次级侧Vce开始下降时初级侧二极管压降为1V
对比看开关电源1反馈电路
启动时的波形如下,可以看出当+17U-电压上升到10V左右时光耦U8次级侧电压就开始下降,一段时间后上升并再次下降,此电压波动说明当+17U-电压上升到10V左右时,光耦初级侧就开始有电流
CH1:
+17U-电压CH2:
U8Pin2(Vka)CH3:
U8Pin4(幅值不准)
启动时波形
从TL431的内部等效图可以看出,当参考输入端电压低于2.5V时,IKA可以认为是零,而+17U-电压为10V时,TL431参考端电压远低于2.5V,那么流过光耦初级侧的电流从哪里来?
唯一的路径就是经过R55、C85,再到R57。
验证过程如下:
开关电源输入端不供电,用稳压源给+17U-/-8U-供电,量测如下电压波形
(1)稳压源供电5V,R55上最高有1.5V的电压,电流最高0.45mA;R54上最高有0.92V的电压,电流最高0.46mA,即电流全部流过R55、C85,此时光耦二极管未导通
CH1:
R55右端Ch2:
R55左端Math:
CH1-CH2(R55电压)
R55上的电压波形
CH1:
R54左端Ch2:
R54右端Math:
CH1-CH2(R54电压)
R54上的电压波形
(2)稳压源供电10V,R55上最高有3.1V的电压,电流最高0.94mA;R54上最高有1.95V的电压,电流最高0.97mA。
电流全部流过R55、C85
CH1:
R55右端Ch2:
R55左端Math:
CH1-CH2(R55电压)
R55上的电压波形
CH1:
R54左端Ch2:
R54右端Math:
CH1-CH2(R54电压)
R54上的电压波形
(3)去掉C85,稳压源10V供电,R54基本没有电压降(尖峰处是因为机械开关的抖动)
CH1:
R54左端Ch2:
R54右端Math:
CH1-CH2(R54电压)
从以上实验可以看出,开关电源启动时,由于C85的存在,主反馈电压升高到10V时,经过R54、R53//U8、R55给C85充电,导致U8初级侧有电流,引起次级侧电压波动。
去掉C85后给开关电源1输入供电,启动时波形如下,可以看出当+17U-电压升高到25V时光耦次级侧电压才开始下降
CH1:
+17U-电压CH2:
U8Pin2(VKA)CH3:
U8Pin4
CH1:
+17U-电压CH2:
U8Pin2(VKA)CH3:
U8Pin4
从上图可以看出去掉C85后,当主反馈电压达到5V,TL431开始工作时VKA有明显的抖动,造成光耦次级侧电压波动较大,这样会导致整个电压反馈环路的不稳定,输出电压波动较大,这样C85在电路中的作用也体现出来了,就是用来做环路补偿的。
关于环路补偿的详细分析请参考如下附件
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