最新开关电源仿真.docx

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最新开关电源仿真

开关电源仿真

开关电源中变压器的Saber仿真辅助设计一：

反激

一、Saber在变压器辅助设计中的优势：

1、由于Saber相当适合仿真电源，因此对电源中的变压器营造的工作环境相当真实，变压器不是孤立地被防真，而是与整个电源主电路的联合运行防真。

主要功率级指标是相当接近真实的，细节也可以被充分体现。

2、Saber的磁性材料是建立在物理模型基础之上的，能够比较真实的反映材料在复杂电气环境中的表现，从而可以使我们得到诸如气隙的精确开度、抗饱和安全余量、磁损这样一些用平常手段很难获得的宝贵设计参数。

3、作为一种高性能通用仿真软件，Saber并不只是针对个别电路才奏效，实际上，电力电子领域所有电路拓扑中的变压器、电感元件，我们都可以把他们置于真实电路的仿真环境中来求解。

从而放弃大部分繁杂的计算工作量，极大地加快设计进程，并获得比手工计算更加合理的设计参数。

4、由于变压器是置于真实电路的仿真环境中求解的，所有与变压器有关的电路和器件均能够被联合仿真，对变压器的仿真实际上成了对主电路的仿真，从而不仅能够获得变压器的设计参数，还同时获得整个电路的运行参数以及主要器件的最佳设计参数。

附件下载磁芯手册.XLS

二、Saber中的变压器

我们用得上的Saber中的变压器是这些：

（实际上是我只会用这些

 ）

分别是：

xfrl        线性变压器模型，2~6绕组

xfrnl   非线性变压器模型，2~6绕组

单绕组的就是电感模型：

 也分线性和非线性2种

  线性变压器参数设置（以2绕组为例）：

 其中：

lp  初级电感量

ls 次级电感量

np、ns 初级、次级匝数，只是显示用，不是真参数，可以不设置

rp、rs  初级、次级绕组直流电阻值，默认为0，实际应该是该绕组导线的实测或者计算电阻值，在没有得到准确数据前，建议至少设置一个非0值，比如1p（1微微欧姆）

k  偶合（互感）系数，建议开始设置为1，需要考虑漏感影响时再设置为低于1的值。

需要注意的是，k为0。

99时，漏感并不等于lp或者ls的1/100。

漏感究竟是多少，后述。

其他设置项我没有用过，不懂的可以保持默认值。

  非线性变压器参数设置（以2绕组为例）：

 其中：

np、ns 初级、次级匝数

rp、rs  初级、次级绕组直流电阻值 

area 磁芯截面积，即Ae，单位平方米，84.8u即84.8微平方米，也就是84.8平方毫米。

len_fe  磁路长度，单位米，这里的69.7m是EE3528磁芯的数据

len_air  气隙长度，单位米，这里的1.8m是最后获得的设计参数之一。

matl   磁芯材质，下一讲了

其他参数我也不会用，特别是没有找到表达漏感的设置。

有了Saber中这两类变压器模型，基本上足以应付针对变压器的仿真了。

他们的特点是，xfrl 模型速度快，不会饱和，而且有漏感表达，xfrnl  模型真实，最后得出设计数据主要靠它了。

应用这两个模型有几个小技巧需要掌握：

1、已知lp、ls 求匝比，或者已知lp、匝比求ls

2、已知线径、股数、匝数、温度，计算绕组电阻值

3、已知磁芯型号，查磁芯手册获得area、len_fe  参数

三、Saber中的磁性材料

总共在Saber（2007）中找到9种材质的磁心，参数如下：

Saber的磁心采用的是飞利浦的材质系列，但是不知道什么原因除了表中黄色部分的4种材质外，查不到其他材质的文档。

因此采用了类比法用仿真求出了其他材质的主要参数。

类比法用的仿真电路实际上是个电桥，如图：

电路左右对称分流，左边是一线性（理想）电感做参照，右边是需要检测的非线性电感或者变压器。

当信号源很小时，比如1mV，特定已知的材质（比如“3D3”）磁芯电感通过较大阻值的电阻分压后可得到一基准端电压，不同材质可得到一系列相对端电压，并与其初始导磁率成比例关系，从而获得表中系列材质的测试初始导磁率数据。

当信号源较大时， 加大电流到适当的程度，被测试电感会出现临界饱和迹象（如图中右窗口波形刚开始变形），类比可得到各系列材质的测试B值。

这个类比电桥也是以后要用到的线性变压器和非线性变压器的参数转换电路，附后，需要的可以下载。

遗憾的是，可选择的材质实在太少，尽管Saber有专门针对磁性材料的建模工具，但是工程上常用的TDK系列，美芯、美磁等标准磁心都没有开发对应的Saber磁芯材质模型，这个重要的工作有待有心人或者厂家跟进（我觉得起码厂家应该花钱完善自己的磁材模型）。

所幸的是，我们做开关电源中的变压器使用得最多的锰锌铁氧体功率磁芯PC40材质，可以用“3C8”材质完全代替，很多实例反复证明，用“3C8”代替PC40材质仿真变压器或者PFC电感是非常准确的，仿真获得的各种参数误差已经小于PC40材料本身参数的离散性（几个百分点）。

附1：

几个已知的飞利浦的材质文档 

 附2：

类比电桥压缩文件

四、辅助设计的一般方法和步骤

1、开环联合仿真

首先需要搭建在变压器所在拓扑的电路，在最不利设计工况下进行开环仿真。

为保证仿真成功，一般先省略次要电路结构，比如控制、保护环路以及输入输出滤波环节，尽量保持简洁的主电路结构。

器件可以使用参数模型（_sl后缀）甚至理想模型。

变压器、电感一般先采用线性模型。

此阶段仿真主要调整并获得变压器初、次级最合适电感量，或者电感量允许范围。

需要反复调整，逐渐加上滤波和物理器件模型，最后获得如下参数：

变压器初级最佳电感量lp

变压器次级电感量及大致的匝比

变压器初级绕组上的电流波形，主要是峰值电流Im

电路中其他电感的lp、Im值。

2、变压器仿真

将上述仿真获得的（参照）变压器复制到4楼所述的类比仿真电桥中的一测，另一侧用一个对应的非线性（目标）变压器。

注意：

所有变压器各绕组都要接地，一次仿真只能针对一个对应的绕组，且绕组电阻rx不能为0。

对称调整电路电流，使参照变压器初级上的峰值电流=Im，这里波形和频率不重要，可以直接用工频正弦。

对目标变压器设置和调整不同的参数，包括：

磁芯型号参数、匝数、气隙开度，一般用“3C8”材质。

调整目标是使电桥平衡，即类比电桥两边获得同样幅度的不失真波形。

调整中有个优化参数的问题，由于Im是确定的，在这个偏置电流下，首先是要找到一款最小的磁芯，适当的匝数和气隙开度，能够使其达到参照电感量。

换句话说，如果选用再小一号的磁芯则不能达到此目的（要饱和）。

其中，匝数和气隙开度有微妙之关系，一般方法应该首先求得（调试得）该磁芯在 Im条件下可能获得的最大电感量的气隙开度，保持该气隙开度不变，再减少匝数直到需要的参照的电感量。

这样的好处是：

可以获得最大的抗饱和安全余量、最少的匝数（最小的绕组电阻和窗口占用）。

其中：

抗饱和安全系数= 临界饱和电流/Im 。

3、再度联合仿真

把类比得到的非线性（目标）变压器代替第一步骤联合仿真电路中的线性变压器，再行仿真。

其中，由于匝数已经求得，可通过简单计算可求得绕组电阻，应修改模型中这个参数。

现在的仿真更接近真实的仿真，可以进一步观察变压器在电路中的表现，或许进一步调整优化之。

采用同样的手段，其他电感也应该逐个非线性化，饱和电感、等效漏感等也应纳入联合仿真。

其中：

变压器损耗=变压器输入功率-变压器输出功率

电感损耗功率=（电感端电压波形x电感电流波形）平均值

电感、变压器绕组铜损=（（电感、变压器绕组端电压波形）有效值/绕组欧姆电阻rx）平均值

磁损=总损耗-铜损，或者，磁损=绕组电阻为0的变压器损耗。

 我先抛砖引玉一下，正激有如下4种复位方式：

       采用辅助绕组复位电路

　　采用RCD箝位复位电路

　　采用有源箝位复位电路

      LCD复位即无损吸收电路

其中方案1要求辅助绕组与初级绕组必须紧耦合，实际上因漏感的存在电路中仍需外加有损吸收网络，以释放其储能；方案2是一种有损复位箝位方式，因其损耗的大小正比于电路的开关频率，（和方案1中外加有损吸收网络一样）这不仅降低了电源本身的效率，也限制了电源设计频率的提高；方案3中需要附加一复位开关管与相关控制电路，增加了电路复杂性的同时，也带来了附加电路损耗与总成本的上升。

本文介绍一种新型无损箝位电路，无须额外附加辅助开关管，电路简单，可有效降低功率管的电压应力，箝位效果优异，且有利于电源工作效率的提高。

如图所示

先把原理介绍一下：

 在一个开关周期中，电路工作状况如下。

 1、模式0[t0，t1]在t0时刻之前，开关管S上的电压为输入电压Vin，箝位电容电压为VCc。

在t0时刻S开通，其结电容上的能量全部消耗在内部。

 S开通后，变压器原边电压为输入电压Vin，其励磁电流im从Im（－）开始线性上升。

变压器原边流过的电流为折算到原边的负载电流和励磁电流之和。

同时，箝位二极管D12开通，箝位电感Lc上的电流iLc线性增大。

此模式期间，负载电流Io流经整流管D21。

 2、模式2[t1，t2]t1时刻，S关断，折算到原边的负载电流Io/n、励磁电流im和箝位电感电流iLc之和给开关管结电容Cs充电，vcs电压上升。

变压器原边电压依然为正，因此励磁电流依然增大，整流管D21继续导通。

t2时刻，Cs的电压上升到Vin，模式2结束。

由于结电容Cs的作用，S为零电压关断。

 3、模式3[t2，t3]从t2时刻开始，变压器原边电压开始反向，因此励磁电流减小，整流管D21关断，负载电流通过D22续流。

开关管结电容Cs的充电电流为励磁电流和箝位电感电流之和，不再包括负载电流。

t3时刻，vcs上升到Vin＋VCc，模式3结束。

 4、模式4[t3，t4]t3时刻，Cs的电压上升到Vin＋VCc，二极管D11开始导通。

变压器原边励磁电感和电容（Cs＋Cc）谐振，励磁电流减小。

箝位电容两端电压被箝位在输入电压Vin，电流iLc线性减小。

t4时刻，箝位电感电流较小为零，二极管D12自然关断，模式4结束。

 5、模式5[t4，t5]此工作模式中，变压器原边励磁电感和电容（Cs＋Cc）继续谐振，直到t5时刻励磁电流减小为零，二极管D11自然关断，模式5结束。

 6、模式6[t5，t6]t5时刻，励磁电流为零，但因变压器原边励磁电感承受负压VCc，励磁电感Lm和开关管S的结电容Cs开始谐振，结电容Cs开始放电，励磁电流开始反向增大，直至t6时刻Cs两端电压减小为Vin，励磁电流达到负向最大值，模式6结束。

 7、模式7[t6，t7]t6时刻，整流二极管D21导通，励磁电流折算到副边使D21，D22同时提供负载电流，流过D21的电流为nIm（－），流过D22的电流为Io－nIm（－）。

在t7时刻，开通开关管S，开始下一个开关周期。

五、设计举例一：

反激变压器

1、开环联合仿真

以100W24V全电压反激变换器为例，最简洁的开环仿真电路如图（仿真压缩文件FB1附后）：

注：

这里采用无损吸收方式，以便更仔细的观察吸收的细节和效果。

 主要设计参数为：

输入电压85~265VAC，对应最低100VDC，最高375VDC

输出电压24V

输出功率100W，考虑过载20%，即120W，对应负载阻抗4.8欧姆

PWM频率50KHz

先采用一个2绕组线性变压器仿真。

 先初步拟订的变压器参数如下：

其中暂定的偶合系数k=0.985，可表达约3%的典型漏感。

先用极端高压（375VDC）仿这个电路：

占空设在0.2左右。

调整变压器次级电感ls，使输出达到24V。

观察Q1的电压波形，电压应力明显分为两部分，一部分是匝比引起的反射电压，最前端还有个漏感引起的尖峰电压。

D3的电压波形亦如此。

增加ls值可以降低Q1的反射电压，同时增加D3的反射电压。

调整 ls使Q1的反射电压低于一个可以接受的值，D3选择范围较宽，可暂不仔细追究。

增加吸收（即C1容量）可以降低漏感尖峰电压，同时调整L1电感量使C1电压刚好可以放电到0V，最终使尖峰电压低于一个可以接受的值。

不同 lp的值对应一个恰当的ls值，可以获得一个最大的占空比，足够的占空比才能保证高压轻载的调节性能。

以上调整应始终使输出保持在24V条件下进行。

在C1=15nF，L1=470uH条件下，可以得到如下一组数据：

占空比

lp（uH）

ls（uH）

尖峰电压

 反射电压

0.24

535

24

572

491

0.22

460

26

564

478

0.2

390

26

556

467

0.18

325

30

511

456

我们暂时按照占空比=0.22这一组数据进行下面的设计。

再用极端低压（100VDC）仿这个电路

增加占空比，直到输出达到24V，此时占空比0.521

观察原边绕组电流波形，可以看出还有相当程度的电流连续（模式）。

平均电流1.72A，峰值电流Im=4.17A 

附：

联合仿真电路

五、设计举例一：

反激变压器（续）

2、变压器仿真

将上述线性变压器B1复制到类比仿真电桥的左边，同时在右边放一个非线形变压器B2，初步拟订磁芯为EE2825，接线和初步设置的参数如图：

 调整电源电压（41.8V），使B1初级回路的峰值电流刚好达到lm=4.17A

检测此时B1的pp脚电压。

调整B2初级匝数使两边pp脚电压达到同样的值（即感抗相等电桥平衡），得到初级76匝。

波形不失真，说明该型号磁芯够大。

加大电压（也就是电流），直到右边波形失真，说明变压器B2进入饱和。

临界失真的电压大致为68V，与标准电流电压41.8V之比为163%，这就是抗饱和安全系数。

如果对上述结果满意，把两边接线改到sp脚

调整B2次级匝数使两边sp脚电压达到同样的值，得到次级18匝。

调整气隙，会得到不同绕组参数和安全系数。

评估：

对于有峰值电流控制的电路来说，安全富裕很多，如果窗口允许的话，可以进一步减小磁芯。

对于没有峰值电流控制的电路来说，由于闭环反馈响应的设计差异，有可能在高压轻栽突然加载时，由于过补偿引起超过Im的峰值电流，适当富裕的安全系数是必要的。

如果觉得安全系数还不够，如果窗口允许的话，可以进一步优化气隙获得更大的安全系数，或者选用更大的磁芯。

漏感

可以放一个线性电感到类比电桥上，验证一下上阶段仿真的漏感：

所有绕组电阻设置为最小，比如1p，变压器副边短路，调整电感量，使电桥平衡，得到14uH，这就是漏感，与预计的3%差不多。

实际漏感与绕制工艺、绕组（短路）电阻值、气隙、测试方法都有关系，不能精确描述和仿真，这里用偶合系数或者附加等效电感模拟，需要有点经验成分，仿多了就有数了，我这里是瞎蒙的。

其他感性元件

电路中L1的电感量470uH，电流平均值0.36A，有效值0.54A，可直接选用0.3mm左右线径绕制的任何470uH的商品功率电感或者工字直插电感。

也可以用附件《磁环电感精确计算电子表格》计算一个磁环电感：

Saber中的非线性电感（变压器）是中间开气隙的EE磁芯模型，没有其他结构的开磁路电感模型，也缺少铁粉芯材质模型，因此此电感不能用非线性电感仿真，磁损就仿不出来了。

附：

磁环电感精确计算电子表格

五、设计举例一：

反激变压器（续二）

3、再次联合仿真

将变压器仿真获得的非线性变压器数据完善，添加绕组电阻值真实参数（rp=200mΩ、rs=25mΩ），置于主电路中。

在变压器两绕组边分别各放置1.5%的线性电感（r=0）去等效3%的漏感。

其他元件也尽量采用真实模型。

用极端高压仿，给占空0.22。

调整原边匝数np使输出最接近24V，再观测副边匝数ns对输出的影响。

这些影响主要是匝数对调节性能（占空）、反压和输出的影响，要仔细调整np、ns，直到任何1匝的改变都是不能接受的。

必要时调整C1、L1与之配合。

最后得到：

np=76，ns=17，D=0.222，Q1漏感尖峰电压<585V，C1=15nF，L1=510uH这组最佳数据。

检测D3反压波形，漏感尖峰比较大，但没有超压，稍微吸收一下即可。

增加R1、C3吸收。

C3大小决定吸收功率，采用330p，调整R1值，120Ω时效果最好（反压最低），最大吸收功率<1/8W（使用1/2W电阻即可）。

最后的仿真电路如图（压缩文件FB2附后）：

再用极端低压仿，调整占空使输出达到额定值，此时的占空即调节范围的上限。

观察各部波形，如无意外，可以仿一个较长时间，取后面波形稳定后的时段（比如仿20ms的后8ms）做全面的数据收集分析。

仿真可获得如下设计参数：

变压器：

磁芯参数：

型号EE2825，材质PC40，气隙2mm。

绕组参数：

原边76匝，线径0.7mm，副边17匝，线径1.0mm

检测参数：

原边电感460uH，电阻200mΩ，副边电感24.6uH，电阻25mΩ，漏感3%

运行参数：

（极端低压120%超载）

原边：

最大电流平均值1.68A，有效值2.27A（对应铜损2.27^2*0.2=1.03W），峰值4.0A，饱和电流6.8A，抗饱和安全系数170%，输入功率129.78W（电流波形*电压波形之平均值）

副边：

最大电流平均值5.0A，有效值7.89A（对应铜损7.89^2*0.025=1.56W），输出功率125.95W

变压器最大损耗=输入功率-输出功率=3.83W，其中铜损2.6W，磁损1.23W

Q1：

工作波形

电流应力（极端低压120%超载）：

电流连续，最大电流平均值1.74A，峰值4.08A，损耗2.92W，开关损耗极低，导通损耗为主。

电压应力（极端高压120%超载）：

电流不连续。

最高反压587V，硬关断，平均损耗1.62W，峰值损耗功率1550W。

L1

L1最大电流平均值0.4A，有效值0.55A，峰值1.1A，电感量510uH，据此设计电感如下：

 得到电阻775mΩ，铜损0.23W。

其他元件

D1：

最大电流平均值0.341A，峰值4.28A，损耗0.877W，电压应力599V，建议型号BYV26C（需强化散热）

D2：

最大电流平均值0.40A，峰值1.1A，损耗0.352W，电压应力637V，建议型号1N4007

D3：

最大电流平均值5.0A，峰值18.33A，损耗5.31W，电压应力126V，建议型号MBR10200

R1：

最大电压有效值3.55V，损耗0.105W，建议型号120Ω1/2W

效率及损耗

总损耗和分类统计的损耗一般是不完全相等的，些许误差是由于仿真波形不稳定之故。

纹波：

最大纹波发生在极端低压120%超载时，幅值26mVpp，改用1000uF滤波电容，幅值上升为57mVpp。

标准工况（300V100W）纹波幅值<20mVpp，波形如图：

附：

最后仿真电路

五、设计举例一：

反激变压器（验证）

有人对设计采用的极端低压（100V）不放心，这个可以简单验证一下。

验证电路如下（压缩文件附后）：

点击查看大图

电路中使用了一个恒功率负载Rp，代替前面的Buck电路，取值采用其极端低压的输入功率133W。

用设计极端低压85VAC经硅桥、LC滤波供电，可得到如下验证参数：

滤波电容C0=100uF时，输出电压不连续，需采用220uF规格，电压连续，以其寿命极限时容量下降到180uF为基准仿真，得到极端低压64V。

将此极端电压代入FB2电路仿真，得到占空=0.655，B1原边峰值电流Im=4.57A。

仍然小于饱和电流6.8A，抗饱和安全系数>148%。

同时可以得到增加的整流滤波电路的效率及损耗（3.8W），继而求的总效率及总损耗。

附件

建模确实是仿真的关键和前提，我对此并未深入了解，只能提一点看法。

很多开始学仿真的人，总以为仿真什么都能够完成，一次性就想仿完整的电路，任何细节都不放过，往往无功而返，于是迁怒于软件不好用。

一个典型例子，很多IC的数据手册给出了仿真模型，有的甚至同时给出了内部电路图，什么意思呢？

意思是模型是对具体电路的概化，这就是建模的基本思想。

具体电路不是不能仿，但是模型更加容易仿，更加容易理解，更加能够反映电路的本质和关键，更加简洁和高效。

在主电路层面，本贴的例子首先就要求简化电路，一个简单的反激，也分成了FB2、FB3两个电路来仿，在FB2中，用一个Vin来概化FB3，在FB3中用一个Rp来概化FB2。

甚至用一个工频正弦电桥来概化变压器在高频开关工况下的（抗）饱和特性。

为什么要这样干？

有什么好处？

仿了就知道了。

我想，这就是建模的基本思想和方法，也是应该掌握的技巧。

在控制环路层面的小信号建模，是我的弱项，也很想进一步了解和学习，希望有高手为大家开展这方面的普及工作。

开关电源中变压器的Saber仿真辅助设计二：

滤波

HolyFaith

输出PI型滤波器的讨论

图中的PI型滤波器，在电源输出端很常见。

这三个数值该怎么选择？

nc965

从滤波效果上看：

在阻性负载时，C1=C2效果最好；

感性负载时，需C2>C1；

容性负载则相反，当输出是电源（电池）时，C2可减小到0。

HolyFaith

谢谢老师的指点！

还烦请老师给指点一下。

。

。

。

就是在分析误差放大器输出到系统输出这一段的增益曲线时，这个PI型滤波器怎么考虑？

谢谢老师。

nc965

不知道你这样仔细的讨论这个问题的目的是什么，如果是理论研究，我不在行，你看其他人的发言。

如果是指导工程设计，那就很简单了，我上面的说法基本上已经回答了你。

HolyFaith

我现在是学生，还是从理论角度来考虑这个问题的，当然最终得目的是为了指导实践。

我现在就是在自己做的电源上调试着这个补偿的设计，遇到了问题，所以从理论上计算到底应该怎么选，没想到计算的结果还没有试出来的好。

 突然想起来一个问题，要是这样的话，在设计时怎么确定这个C2的大小呢？

之前谁也不知道负载是什么啊？

nc965

如果一个电源工程师不知道自己的负载是什么，就别搞设计。

HolyFaith

我现在还不是电源工程师，还仅仅只是做实验。

不过您说的对，真正到实际的时候应该首先知道的，这个是我犯糊涂了，考虑欠周到，所以被拍砖了

cmg

不要小看这个小小的LC滤波，其实分析起来很复杂，考虑到输入前的电感（正激为滤波电感，反激为次级电感的占空比等效），实际上是个两级LC滤波电路。

不过从工程的观点来看，第一个滤波电容按正常的算法选取，一个是纹波电压考虑，一个是ESR考虑，最后的结果基本都是由ESR确定。

L1/C2的主要作用是抑制开关频率的纹波，选取按如下原则，其转折频率为开关频率的1/4-1/10左右。

但有一点需要注意，用431做反馈时，431的供电要在L1的前面取，这样系统才稳定，反馈分压可以从后面取，得到最好的稳压精度。

如果反馈从后面取，由于L1C2的相移作用，不容易问题。

另外L1的值尽量小一些，如1-4.7uH，如果此值大了，明显输出电流大时损耗大。

nc965

建议做设计的