CRM方式的PFC的设计程序.docx

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CRM方式的PFC的设计程序

CRM方式的PFC的设计程序

在中小功率领域，为简化设计，降低成本，ONSEMI最新推出的CRM方式PFC控制IC为世界之最，下面介绍其特性及应用。

NCP1606采用8PIN封装，为L6561近似的工业标准，特点如下：

●省去了输入电压检测。

●用逐个周期的时段控制法锁住PWM。

●极低的起动电流，≦40uA。

●低工作电流2.1mA。

●-500mA/+800mA驱动能力。

●具有窗口电压的欠压锁定方法。

安全保护特色有:

●可调的输出过压保护。

●开环保护，欠压保护。

●精密的时段限制。

●过流保护。

NCP1606主要适用于300W以下的低成本AC/DC的PFC部分。

NCP1606的简单应用电路，内部电路及接线见图1。

其8个引脚功能描述如下：

1PIN反馈（FB）。

此为内部误差放大器的输入端，用一简单的电阻分压器将输出电压送至IC的此端，保持输出电压稳定，还用于过压及欠压保护。

2PINControl调节方框电路输出端，外接补偿网络于1PIN,2PIN之间，以此设置低带宽的误差放大器，完成PFC功能，实现低的THD。

3PINCt此端可以源出270uA电流给外接定时电容充电，控制功率开关的导通时间，所用方法系比较Vct和内部控制方框的分压器电压。

4PIN电流检测此端用于限制外部功率MOSFET的脉冲电流，此端电压超过1.7V时（A版）或0.5V时（B版），器件驱动即关断，由外接的Rsense调节电流。

5PINZCD零电流检测，此为CRM方式PFC的必备端子，从辅助线圈给出信号接至此端，检测电感电流的过零点信号。

6PINGNDIC公共端。

7PINDRV输出驱动端直接接PFC功率MOSFET的栅极。

8PINVCCIC的供电端，在Vcc达到12V时IC起动，降到9.5V时关断。

起动以后典型工作电压范围为10.3V—20V。

图1NCP1606的内部等效电路及外部元件接线图

下面详细说明NCP1606的功能及应用.

NCP1606是一个电压型功率因数校正控制器，设计成外围元件少的低成本预调整器，以满足AC/DC对功率因数的要求。

该控制器工作在临界导通模式（CRM），最大输出功率可达到300W。

它不需要线路电压检测网络，输出电压可精密控制，而且有更好的安全保护特色。

关键特色如下:

●恒定导通时间（电压型）的CRM工作方式，易得到高功率因数，无需电压检测网络,得到了极低待机功耗。

●精确可调的导通时间限制，NCP1606用精密电流源及外接电容产生导通时间。

●高精度电压基准，误差放大器基准电压在各种变化条件下偏差仅为2.5V±1.5%。

这使得它的输出电压很稳定。

●非常低的起动电流，起动时消耗低于40uA，Vcc电容快速低功耗充电，并给出可控的欠压锁定电平。

●强力输出驱动能力，-500mA/+800mA的图腾柱栅驱动输出，可使外接功率MOSFET迅速开启和关断。

此外，能确保在Vcc低于开启电平时不会有输出驱动。

●可调的过压保护（OVP），可保护PFC部分输出过冲破坏Bulk电容。

这种现象常出现在起动过程中或负载迅速移去时，NCP1606B给出较低的OVP阈值，这减少了待机损耗。

●应对系统开环的保护（UVP），欠压保护时即禁止PFC级。

输出变得过低，这还保护了反馈网络故障时的状况。

如果没有电压加到FB端（例如连接故障），UVP功能激活,并关断IC。

●过流限制，峰值电流精确地被限制，用逐个脉冲检测法,它可用外接的Rsense精确调节NCP1606B的过流阈值，这进一步减小了应用中的功耗。

一个增强的LEB滤波器减小了噪声干扰形成的误触发。

●关断特色PFC预调整器很容易在FB及ZCD端加入关断模式。

在此模式下，Icc电流减下来，误差放大器被禁止。

应用信息及注意:

多数开关电源都是用二极管桥整流及Bulk电容储能来从AC线路产生直流电压，然后将此电压再转换成所需要的电压。

NCP1606即采用BOOST电路的方法改善功率因数。

下面给出它的设计步骤。

详细应用电路给出如图2。

设计程序如下:

第一步：

给出BOOST电路的技术规范。

见表1。

图2CRM-BOOST组成的PFC级电路

表1技术规范：

第二步：

计算升压电感.

升压电感用

（1）式求出:

（1）

为确保所需最小开关频率，升压电感必须用最低及最高RMS线路电压评估，结果如下:

平均定为390uH，

（2）式用于计算满载时的最低频率。

（2）

这给出在88VAC时为63KHz，264VAC时为55KHz。

第三步：

计算电容的大小

Ct电容必须足够大，应对低线满载时的最大导通时间，最大导通时间由下式给出，

（3）

当然，定出的最大导通时间要给出所要的功率，还要减小高线的控制范围。

因此，Ct电容最好略小于（4）式给出的值。

（4）

此处，Icharge及VCT（max）由NCP1606数据表给出。

为确保最大导通时间总能给出，用最大Icharge及最小VCT（max）来计算Ct。

这样求出的Ct为1.1nf，选为1.2nf。

给出足够余量。

第四步：

决定ZCD匝数比.

要从升压电感中给出零电流检测（ZCD）信息，当开关导通时，ZCD电压等于:

（5）

此处，Vin=瞬时AC线路电压，当开关关断时，ZCD电压为:

（6）

为激活NCP1606的零电流检测比较器，在整个工作条件下，ZCD匝数比应满足在ZCD端子处VZCDH为2.3V，此即:

（7）

见ZCD波形及ZCD内部电路图如图4。

图4ZCD电流检测的波形图5ZCD的内部逻辑电路及外部连接

选择匝比为10，用一个电阻RZCD，加到ZCD线圈和5PIN之间，以限制进入流出此端的电流。

此电流必须足够大，使其不能触发ZCD的关断特点:

（8）

此处，ICL_NEG=2.5mA。

当然，这个电阻值和ZCD端的小的寄生电容还决定此时ZCD线圈的信息。

它由下一个驱动脉冲开始，理想地，ZCD电阻在其波谷时开始驱动，这会减小开关损耗，因为此时的MOSFET的漏电压最小。

RZCD的值最好由经验得出，太高的值会建起检测ZCD的一个有效的延迟。

在此情况控制器将工作在断续导通状态（DCM），功率因数将受到损害。

反过来，如果ZCD电阻太低,下一个驱动脉冲会在MOS漏极电压较高时就给出驱动脉冲，使得效率变坏。

第五步：

设置FB，OVP和UVP电平.

因为PFC仍有很低的带宽，在起动及瞬态负载时会有过冲且功率因子变坏。

为防止这点，NCP1606在FB端还加入了可调的OVP保护电路。

OVP由ROUT1来设置激活点。

NCP1606的数据表中给出：

（9）

此处，Iovp=40uA（NCP1606A）或Iovp=（NCP1606B）。

因此，为实现所要的最大输出电压保护，对NCP1606B为:

（10）

这给出了4MΩ的值，对NCP1606A此值为1MΩ。

Rout2按2.5V考虑用下式计算.

（11）

给出值对B为25KΩ对A为6.3KΩ.

当决定了最大输出电压时，要小心Vout上自然交流AC频率的纹波值，它由PFC级平均作用导出，给Bulk电容充电时随输入线路上升，此时无负载电流纹波电压计算式如下:

（12）

此处,fline=47Hz，Bulk电容为68uf，纹波电压最大为12.5V，要使其在峰值的保护电平（440--400）V之下。

NCP1606给出了欠压保护功能。

在正常条件下,升压电容会充电到线路峰值,则NCP1606进入欠压保护，最小输出电压由下式给定。

（13）

此处，Vovp=300mV。

注意，这个特点还提供了一个应对反馈回路开环的保护，考虑到如果ROUT1意外地开路，升压就不再正常，FB端电压太低甚至到0V。

这会给出最大功率,会导致输出电压给出最大值以上，造成灾难性后果。

为此，NCP1606革命性特色会等待180us，在起动周期中给出第一个驱动脉冲。

由于误差放大器正常使FB端到2.5V，NCP1606在此段时间内离开误差放大器,如果FB端仍低于UVP水平（300mV），它就连续禁止驱动输出及误差放大器的工作。

这样欠压或开环条件在起动中精密地作了保护，见（图6）。

图6UVP及从UVP恢复的波形图7ROUT1开路后的UVP波形

如果开环现象在起动后出现，则故障无法立即检测出来，这是因为误差放大器调节控制端已达到2.5V，为此FB电压仅在最大控制端电压之后才能降下，当FB端电压降到UVP阈值以后，才会进入欠压故障（见图7）。

第六步：

设计功率元件大小.

功率元件大小合适才能正常工作。

要其有合适的电压和电流应力，在低线及满载时，有：

1.升压电感.

（14）

（15）

2.升压二极管DBOOST.

（16）

3.功率MOSFETM1.

（17）

MOSFET的最高电压等于Vout，最高电压达到440V。

可选500V或550V的产品。

4.检测电阻RSENSE.

（18）

（19）

5.Bulk电容容量Cbulk.

（20）

电容容量的计算在第五步给出了可接受的纹波电压，按要求此值需要进一步增加，保证给出RMS电流到负载。

电容的耐压要大于最大Vout，再加上纹波电压值，选450V。

第七步：

IC供电的Vcc.

通常，用一支电阻连接于AC输入到8PIN给Vcc（on）。

因为NCP1606起动消耗非常低,更多的电流用于给Vcc电容充电，这就提供了快速的起动时间，并减小了待机功耗。

起动时间可按下式计算:

（21）

此处，Icc（startup）=40uA。

当Vcc电压超过Vcc（on）的电平（12V），NCP1606的内部基准及逻辑电路开启工作，控制器有一个欠压阈值（UVLO）的特色，它保持工作状态到Vcc降到9.5V。

这个窗口允许其它电源有足够的时间形成以供给Vcc维持工作。

ZCD绕组还是一个很好的备用源，它产生的电压可能略低于所要的Vcc水平，因此，加入一个小型充电泵来形成Vcc，如图8所示。

C1储能给充电泵，R1限制电流减小充电电压率，D1供给电流到C1。

此时其阴极为负，当它的阳极变成正时，限制了加到Vcc的最大电压，当ZCD绕组开关状态时，C1上的电压经过一个周期后成为:

（22）

因此，Vcc能供出的电流为:

（23）

在脱线的AC/DC应用时需要两级。

第一级CRM升压PFC也可由第二级隔离的反激或正激变换器供电。

这种方案展示出很好的性能和低成本。

当然，在轻载时，输入电流很低,，PFC级可不必用。

事实上，系统的效率会因此降低。

用NCP1230及NCP1381控制器可在检测出轻载后关断PFC，如图9。

NCP1606可与此电路拓朴兼容。

用给NCP1606提供Vcc的方法控制其工作。

图8ZCD线圈同时给Vcc供电图9使用SMPS控制器给NCP1606供电

第八步：

限制冲击电流.

PFC变换器的加入会导致电路的冲击电流及谐振电压过冲，其甚至能达到正常值的几倍，为限制此过冲，令功率元件低成本，应对此要加以保护。

在开启升压开关时仅关注最坏情况,初级侧采用两方法:

1，起动旁路整流，从整流桥输出到Bulk电容输出电压加一支二极管（图10）。

此可旁路电感并分流起动电流直达Bulk电容，先令Bulk电容充电到线路电压而无过冲及谐振，也没有过大的电感电流。

起动后Dbypass被反偏，不再工作。

2，内部设置冲击电流限制电阻.

用一个NTC（负温度系数）串入升压电感可以限制冲击电流如图11。

图10用另外的二极管限制冲击电流图11使用NTC来限制冲击电流

在I2R功耗之下，电阻值从几欧降到几毫欧。

换句话说，此NTC也可以与升压二极管串联，这样可以改善有源效率。

当然NTC电阻不能足以保护电感和Bulk电容应对冲击电流。

例如在主路中断及降下又复源时。

第九步：

开发设计补偿网络.

早期由于自然输出电压纹波，PFC反馈环的带宽通常要低于20Hz。

对于简单的1型补偿网络，仅要一个电容放在FB与Contorl端之间，则反馈网络的增益G（S）由下式给出:

（24）

因此，电容必须衰减Bulk电容的电压纹波，由下式给出:

（25）

此处，G是以db衰减水平为60db，fLINE最低为47Hz。

如图12所示，1型补偿网络提供的没有相位提升去改善稳定性。

对于电阻负载这足够了（图13）。

但对于恒定功率负载，对于SMPS级相位区域也足够了（图14）。

图121型反馈网络的增益相位曲线图13电阻负载的增益相位曲线

图14恒定功率负载下的增益相位曲线图15放大器的2型补偿网络

如果需要更大的系统稳定性，则推荐采用2型补偿网络。

在这个设置中，一个电阻和一个电容与Ccomp并联放置（图15）。

对误差放大器，其传输函数如下:

（26）

这给出在0Hz处一个极点，在fz处一个零点，另一极点在fp处，

（27）

（28）

最坏的稳定性为1型补偿网络（见图14），现改进为图17。

图16现有2型网络的增益相位曲线图17改进的2型网络增益相位曲线

相移和交叉频率将随线路电压改变，因此，任何临界型的设计都有在整个工作条件下的增益相位测量，这可以用简单的装置来完成，并做出好的网络分析。

（图18）

图18PFC予调整器的增益相位测量电路设置

简单改善附加THD衰减

NCP1606为恒定导通时间的方案，给出了好的柔性和最佳化设计。

如果进一步改善PFC性能，要考虑如下措施：

1，改善满载时的THD/PF，采用在零跨越处增加导通时间的方法。

采用CMR方式的焦点在AC线路跨越处，此时电压不够大。

在此时段，无法有效地给升压电感充电，因此，因小的能量在零跨越处造成小的畸变。

（图19）

图19零跨越处的畸变

这是个低的THD及预调整器的PF值。

为满足IEC1000需要，通常由NCP1606给出更高幅度以减小畸变。

当然，如果需改善THD和PF值，这个零跨越处的畸变要减少,关键要增加低输入电压时的导通时间，这要电感有更多的时间充电，减少此时的畸变。

幸运的是这个方法很容易由NCP1606执行。

如果从3PIN到输入接一电阻,令其电流正比于瞬时线路电压，再插入一电容，这个电流将高于线路峰值，接近消除低输入电压的效果。

图20增加Rctup减小零跨越时的畸变

因此，Ct电容可加大。

这样导通时间就在接近零跨越时变长一些，这还减小了AC线路周期内的频率变化。

这个方法的缺点是增加了空载功耗，它由Rctup导致，设计师必须平衡THD和PF值性能和空载功耗的矛盾。

见图21。

THD及PF值的效果见图22。

图21有无Rctup的波形比较图22加入Rctup后在100W时的THD

2，在轻载及高线电压时改善THD/PF.

如果需要在轻载高线电压时增加导通时间，则控制器要送出更大功率，甚至将导致控制电压降到其最低水平（VEAL），控制器将禁止驱动，以防输出电压升得过高。

一旦输出电压降低，控制电压即上升，周期将重复。

明显地这样将增加输入电流的畸变及输出电压的纹波。

当然，有两个简单方案来解决。

A，合适的Ct电容。

如前所述,电容必须足够大，以在满载及低线时给出所需的导通时间。

当然Ct太大也意味着轻载时控制能力减小。

Ct变大，最小导通时间还要增加。

B，对合适的延迟补偿，如果最佳电容Ct仍不能达到所希望的性能，则要补偿比例延迟。

当Ct电压超Vcomtrol设置点时，PWM比较器检测信号结束驱动器的导通时间（见图23）。

图23延迟补偿的方框电路

这样在MOSFET完全关断前有一些延迟，此延迟由PWM比较器的比例延迟令MOSFET栅压降到0的时间建起来.（见图24）。

图24驱动关断的比例延迟图25264VACRct轻载时的THD效果

整个延迟tDELAY由（29）式给出:

（29）

此延迟加到控制器导通时间的作用,但若用一电阻Rt插到Ct中,则整个导通时间减少Δt。

因此，对比例延迟的补偿RCT必须为:

（30）

NCP1606数据表给出了典型的tPWM为100ns,tGATE延迟由MOSFET的栅电荷及电阻RDRIVE决定。

对此样板，栅驱动延迟测量为150ns，因此RCT=30Ω足够补偿比例延迟，这就改善了在轻载及高线的PF值及THD（见图25）。

最后设计结果电路给出如图26（NCP1606B）。

材料单见附件1.2.其THD及PF值见图27,图28，效率见图29。

图26NCP1606B组成的100WPFC予调整器电路

图27满载和半载时的输入电压和THD图28满载和半载时的输入电压和PF值

图29满载和半载时的输入电压和效率

输入电流及输出电压纹波见图30，图31。

过压保护电路可用监视轻载时的输出电压完成，OVP在440V时激活。

图30满载时的输入电流（115VAC）图31起动瞬间的OVP及恢复

如果用NCP1606A，则要改变Rout1，Rout2，Rsense必要时要改善补偿元件，其详细电路见图32。

测试结果见表2。

图32NCP1606A组成的100WPFC予调整器电路

PCB板推荐如图33，图34。

图33APCB正面元件排列

图34PCB板的布局

最后给出设计程序表。