PCB串音技术.docx
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PCB串音技术.docx
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PCB串音技术
毕业(论文)设计
题目:
PCB串音技术
院系:
机电工程系
专业:
指导老师:
姓名:
班级:
学号:
撰写日期:
2009年12月18日
**职业技术学院毕业(论文)设计任务书
题目:
PCB串音技术
姓名
学号
班级
(论文)设计选题的来源、目的与意义:
通过理论和实践教学,使我们了解pcb电路的设计中出现的问题和解决方法并且具备一定的理论水平和足够的实践技能,为进一步学习通讯技术的专业知识和职业技能打下基础
(论文)设计的主要内容:
本文主要介绍PCB板设计中串音的产生及影响,和串音的电容特性,以及串音的预防和消除。
进度计划(进度时间、主要工作内容):
第5周:
任务下达,理解消化任务要求;初步设计方案确定;
第6周-第10周:
设计方案确定,分模块部分完成;
第11周:
中期检查,查找问题,分析解决难点;
第12周-第15周:
分模块调试,整体电路调试,论文书写等;
第16周:
答辩。
主要参考文献:
[1]苏家健,曹柏荣,汪志锋.单片机原理及应用技术[M].北京:
高等教育出版社.2004:
5-6
[2]刘建清.从零开始学单片机C语言[M].北京:
国防工业出版社.2006:
245-252
[3]孙江宏,李良玉.Protel99电路设计与应用[M].北京:
机械工业出版社.2004:
1-2
[4]童诗白,华成英.模拟电子电路基础[M].第三版.北京:
高等教育出版社.2003:
540
(论文)设计工作起讫日期:
2011年3月25日至2011年5月6日
指导教师(签名)
专业教研主任
(签名)
PCB串音技术
摘要
随着微电子技术的迅速发展,尤其是微型器件的大量应用,印制电路板(PrintedCircuitBoard,PCB)设计向高速、高密集度和小型化的方向发展,以最大限度地提高元器件的装配密度。
这一走向促使了PCB工艺水平的提高和表面组装技术的发展,但同时也使得PCB干扰和静电问题显得更加严重
本文主要介绍PCB板设计中串音的产生及影响,和串音的电容特性,以及串音的预防和消除。
关键词:
PCB串音产生电容特性串音预防
PCBcrosstalktechnology
ABSTRACT
Withtherapiddevelopmentofthemicroelectronicstechnology,especiallytheapplicationofthedevice,aminiaturePrintedCircuitBoard(PCB)maritimeBoard,thevehicletohighspeed,highconcentrationdesignandthedirectionofdevelopment,miniaturization,tomaximizethecomponentassemblydensity.ThistowardspromptedPCBtechnologyandraisingthelevelofsurfacemounttechnologydevelopment,butalsomakesthePCBinterferenceandelectrostaticproblemsappearmoreserious
ThispapermainlyintroducesthePCBdesignofcrosstalkcauseandeffect,andthecapacitancecrosstalkcharacteristics,andpreventandeliminatecrosstalk.
KEYWORDS:
PCBcrosstalkproducecapacitancecharacteristicscrosstalkprevention
目录
前言1
第一章串音的影响1
第二章串音的电容特性2
2.1向前串音的电容特性2
2.2向后串音的电容特性3
第三章串音问题的解决方案4
3.1虚拟噪声方案4
3.2频谱管理方案4
3.2.1静态频谱管理方案5
3.2.2DSM方案5
第四章串音消除技术6
4.1串音消除技术原理6
4.2信道估计算法8
4.2.1频域信道估计算法及其优缺点8
4.2.2时域算法及其优缺点8
4.3串音消除算法9
4.3.1下行预编码算法9
4.3.2上行联合接收10
结论12
参考文献13
致谢14
前言
串音常普遍的被考虑其对信号的影响在两导线之间会有哪些噪声的干扰,就是指一条导线上的能量耦合到其他导线上。
它是由导线上通以信号所引起的电磁场交互作用而产生的;包括芯片(Chip)内部、PCB(PrintedCircuitBoard)板、链接器(Connector)、芯片封装,以及通信电缆中,都可能出现。
而随着技术的发展,消费者对产品的要求越来越倾向于小而快,在这种情况下,就必须更加注意数字电路系统中的串音现象;
当信号沿着印刷电路板的布线传播时,其电磁波也沿着布线传播,从集成电路芯片一端传到线的另一端。
在传播过程中,由於电磁感应,电磁波引起了瞬变的电压和电流。
电磁波包括随时间变化的电场和磁场。
在印刷电路板中,实际上,电磁场并不限制在各种布线内,有相当一部分的电磁场能量存在於布线之外。
所以,如果附近有其它线路,当信号沿一根导线传播时,其电场和磁场将会影响到其它线路。
根据麦克斯韦尔方程,时变电及磁场会使邻近导产生电压和电流,因此,信号传播过程中伴随的电磁场将会使邻近线路产生信号,这样,就导致了串音。
在印刷电路板中,引起串音的线路通常称为“侵入者”。
受串音干扰的线路通常称为“受害者”。
在任何“受害者”中的串音信号都可被分为前向串音信号和後向串音信号,这两种信号部分地由於电容耦合和电感耦合引起。
串音信号的数学描述是非常复杂的,但是,如同湖面上的高速快艇,前向和後向串音信号的某些量化特徵还是能被人们所理解。
高速快艇对水产生两种影响。
首先,快艇在船头激起浪花,弧形的涟漪好像随着快艇一起前进;其次,当快艇行驶一段时间後,会在身後留下长长的水迹。
这很类似於信号通过“侵入者”时,“受害者”的反应。
“受害者”中有两种串音信号:
位於侵入信号之前的前向信号,像船头的水和涟漪;落後於侵入信号的後向信号,像船开远後仍在湖中的水迹。
第一章串音的影响
串音按其特性通常分为“近端串音(NEXT)”和“远端串音(FEXT)”。
NEXT是干扰线对的发射机与被干扰线对的接收机位于同一端,此时干扰信号沿着干扰线对出发,耦合到被干扰线对,然后传回到被干扰线对的接收机;FEXT是干扰线对的发射机远离被干扰线对的接收机,此时干扰信号沿着干扰线对传播,耦合到被干扰线对,然后产生的串音信号沿着被干扰线对传送到其接收机。
目前已有较为成熟的解析方式或数值方式来表征DSL串音,如北美标准ANSICommitteeT1StandardT1.417[1]中给出了NEXT和FEXT的计算方法,如下所示:
其中XN/XF表示统计得到的NEXT/FEXT的近端/远端串音耦合系数,ANSICommitteeT1StandardT1.417中规定XN=8.536×10-15,XF=7.74×10-21;S(f)为干扰信号在串音耦合点处的信号功率谱密度(PSD);H(f,l)是线路传递函数;l是线路长度;n是干扰源的数目。
可以看出,随着频率f的增大,NEXT与FEXT均增大(其中NEXT与频率f3/2成正比),同时FEXT还与线路长度l成反比。
也就是说,频率越高,NEXT/FEXT越大;线路越短,FEXT越大。
由于VDSL2系统采用FDM方式,因此大部分NEXT与接收端的被干扰信号在频段上是分开的,其影响可通过滤波器消除或大大降低;但是FEXT与接收端的被干扰信号一般无法在频段上分开,不能用滤波器消除,同时VDSL2传输距离较短(一般不大于1.5km),导致线路上的FEXT较其他DSL技术更为严重,因此FEXT是VDSL2系统中主要的串音来源,会导致信噪比下降而降低线路传输速率或增大误码率,甚至产生重训练从而影响系统的稳定性。
第二章串音的电容特性
2.1向前串音的电容特性
前向串音表现为两种相互关联的特性:
容性和感性。
“侵入”信号前进时,在“受害者”中产生与之同相的电压信号,这个信号的速度与“侵入”信号相同,但又始终位於“侵入”信号之前。
这意味着串音信号不会提前传播,而是和“侵入”信号同速并耦合入更多的能量。
由於“侵入”信号的变化引起串音信号,所以前向串音脉冲不是单极性的,而是具有正负两个极性。
脉冲持续时间等於“侵入”信号的切换时间。
导线间的耦合电容决定了前向串音脉冲的幅值,而耦合电容是由许多因素决定的,例如印刷电路板的材料,几何尺寸,线路交叉位置等等。
幅值和平行线路间的距离成比例:
距离越长,串音脉冲就越大。
然而,串音脉冲幅值有一个上限,因为“侵入”信号渐渐地失去了能量,而“受害者”又反过来耦合回“侵入者”。
前向串音的电感特性
当“侵入”信号传播时,它的时变磁场同样会产生串音:
具有电感特性的前向串音。
但是感性串音和容性串音明显不同:
前向感性串音的极性和前向容性串音的极性相反。
这因为在前进方向,串音的容性部分和感性部分在竞争,在相互抵消。
实际上,当前向容性和感性串音相等时,就不存在前向串音。
在许多设备中,前向串音相当小,而後向串音成了主要问题,尤其对於长条形电路板,因为电容耦合增强了。
但是,在没有仿真的前提下,实际无法知道感性和容性串音抵消到何种程度。
如果你测到了前向串音,你就可以根据其极性判别你的走线是容性耦合还是感性耦合。
如果串音极性和“侵入”信号相同,容性耦合占主要地位,反之,感性耦合占主要地位。
在印刷电路板中,通常是感性耦合更强些。
後向串音发生的物理理和前向串音相同:
“侵入”信号的时变电场和磁场引起“受害者”中的感性和容性信号。
但是这两者之间也有所不同。
最大的不同是後向串音信号的持续时间。
因为前向串音和“侵入”信号的传播方向及速度相同,所以前向串音的持续时间和“侵入”信号等长。
但是,後向串音和“侵入”信号反方向传播,它滞後於“侵入”信号,并引起一长串脉冲。
与前向串音不同,後向串音脉冲的幅值与线路长度无关,其脉冲持续期是“侵入”信号延迟时间的两倍。
为什麽呢?
假设你从信号出发点观察後向串音,当“侵入”信号远离出发点时,它仍在产生後向脉冲,直到另一个延迟信号出现。
这样,後向串音脉冲的整个持续时间就是“侵入”信号延迟时间的两倍。
2.2向后串音的电容特性
前向串音表现为两种相互关联的特性:
容性和感性。
“侵入”信号前进时,在“受害者”中产生与之同相的电压信号,这个信号的速度与“侵入”信号相同,但又始终位於“侵入”信号之前。
这意味着串音信号不会提前传播,而是和“侵入”信号同速并耦合入更多的能量。
由於“侵入”信号的变化引起串音信号,所以前向串音脉冲不是单极性的,而是具有正负两个极性。
脉冲持续时间等於“侵入”信号的切换时间。
导线间的耦合电容决定了前向串音脉冲的幅值,而耦合电容是由许多因素决定的,例如印刷电路板的材料,几何尺寸,线路交叉位置等等。
幅值和平行线路间的距离成比例:
距离越长,串音脉冲就越大。
然而,串音脉冲幅值有一个上限,因为“侵入”信号渐渐地失去了能量,而“受害者”又反过来耦合回“侵入者”。
前向串音的电感特性
当“侵入”信号传播时,它的时变磁场同样会产生串音:
具有电感特性的前向串音。
但是感性串音和容性串音明显不同:
前向感性串音的极性和前向容性串音的极性相反。
这因为在前进方向,串音的容性部分和感性部分在竞争,在相互抵消。
实际上,当前向容性和感性串音相等时,就不存在前向串音。
在许多设备中,前向串音相当小,而後向串音成了主要问题,尤其对於长条形电路板,因为电容耦合增强了。
但是,在没有仿真的前提下,实际无法知道感性和容性串音抵消到何种程度。
如果你测到了前向串音,你就可以根据其极性判别你的走线是容性耦合还是感性耦合。
如果串音极性和“侵入”信号相同,容性耦合占主要地位,反之,感性耦合占主要地位。
在印刷电路板中,通常是感性耦合更强些。
後向串音发生的物理理和前向串音相同:
“侵入”信号的时变电场和磁场引起“受害者”中的感性和容性信号。
但是这两者之间也有所不同。
最大的不同是後向串音信号的持续时间。
因为前向串音和“侵入”信号的传播方向及速度相同,所以前向串音的持续时间和“侵入”信号等长。
但是,後向串音和“侵入”信号反方向传播,它滞後於“侵入”信号,并引起一长串脉冲。
与前向串音不同,後向串音脉冲的幅值与线路长度无关,其脉冲持续期是“侵入”信号延迟时间的两倍。
为什麽呢?
假设你从信号出发点观察後向串音,当“侵入”信号远离出发点时,它仍在产生後向脉冲,直到另一个延迟信号出现。
这样,後向串音脉冲的整个持续时间就是“侵入”信号延迟时间的两倍。
第三章串音问题的解决方案
3.1虚拟噪声方案
为了避免串音干扰导致的性能严重下降,ITU-T提出了多种解决或降低串音影响的技术方案,主要包括虚拟噪声(VirtualNoise)方案[2]和频谱管理方案。
由式
(1)、
(2)可知,串音干扰的大小是随着串音干扰源的数目而变化的。
实际应用中如果训练时某些干扰源不存在,此时尽管可以得到较高的速率,但是当这些干扰源用户上线时,整个串音也有可能大大上升,甚至超过噪声容限(Margin)的范围从而产生大量误码,严重时甚至导致重训练。
若预先设置很大的噪声容限,虽然可以保证数据传送的稳定性,但事实上串音是一个与频率有关的非平坦的函数,如果对所有子载波(Tone)都设置相同的平坦的噪声容限,就会造成由于有些子载波的噪声容限过大带来的不必要的性能损失。
采用虚拟噪声方案可以避免这种情况。
虚拟噪声方案是对以往的串音干扰进行统计得到一个预设的虚拟噪声模板,收发器根据此模板训练,得到满足要求的噪声容限、速率等参数;也就是根据预期的虚拟的串音干扰,为不同的子载波设置相应大小的噪声容限,只有那些预期会出现很大串音干扰的子载波才留有很大的噪声容限。
对于每个子载波,只要设置合适的虚拟噪声(当然,在每个子载波上,虚拟噪声都是按照预期的有可能的最大串音情况来设计的)就可以保证数据传送的稳定性。
但是虚拟噪声方案存在的一个问题是,虚拟噪声在每个子载波上都是按照预期的可能的最大串音情况来设计的,当串音不存在时,这种虚拟噪声依然作为每个子载波的噪声容限的设计依据,从而造成性能损失。
因此,虽然效果优于设置平坦的噪声容限的方法,但从某种意义上说,虚拟噪声方案仍是一种通过牺牲性能来减小串音干扰的影响,从而获得低误码率和稳定性的。
3.2频谱管理方案
频谱管理方案的主要思想是根据以往的线路环境和串音干扰情况,在初始化阶段或Showtime时间内调整信号发送PSD,以消除、规避或减小串音干扰的影响,主要分为静态频谱管理方案和动态频谱管理(DSM)方案。
3.2.1静态频谱管理方案
图1静态频谱管理示例
静态频谱管理方案是通过在初始化阶段来选择合适的功率谱密度和相应的参数配置,以避免线路上的串音干扰。
一旦训练过程中确定了发送信号的功率谱密度,则在整个Showtime时间内都不允许更改,直至下次重训练。
静态频谱管理方案可通过如下示例加以说明[1]。
图1给出了一种常见的VDSL2部署方案,并针对中心局(CentralOffice)和远端局(RT)之间的发送信号频谱,提出了三种不同的静态频谱管理方案。
其中,方案a是将RT发送信号平坦地削减一定的幅度以降低串音的影响,即相当于ADSL2+中的功率回调(PowerCutback)和最大功率谱密度(MaximumPSD),会大幅度降低线路速率。
方案b中,由于局端设备(CO)与其对应的Modem之间距离较长,而长线上的高频部分不可利用,因此将RT的频带放在较高频段,而CO占据低频段,这样由于相互之间频谱不重叠,串音干扰可以通过滤波器消除。
方案b可通过频谱整形(PSDshaping)技术,设置开始和终止频率来实现,但是会降低频谱利用率。
方案c的情况相对复杂,可看作是方案a和方案b的合成,其原则是使得RT发送信号与CO发送信号的频谱重叠部分在RT处基本相当,这相当于RT在CO距离Modem等同长度的位置,发送与CO大小相当的信号。
方案c避免了RT由于距离Modem较近而可能带来的过大的FEXT,因此可以保证RT对CO的串音的影响不至于超过CO的发送信号,这个方案实际上就是G.997.1中的下行功率调整(DPBO:
DownstreamPowerBackoff)。
文献[3]给出了方案c的实现方法。
3.2.2DSM方案
由于静态频谱管理不能很好地适应线路情况的变化,且人工设置效率太低,为了更好地解决上述问题,ANSI提出了DSM[4]方案。
DSM方案旨在采用动态频谱平衡的方法来提升线路速率、距离和稳定性,或在满足性能和稳定性要求(速率、噪声容限和误码率)的情况下以最小的功率发送信号,通过一系列的方法集中优化管理各种参数配置和信号发送功率谱密度,甚至协调整个电缆束中信号的发送和接收,使得整个电缆束中的线路传输性能最优化。
图2给出了DSM的参考模型,其中SMC是运营商的频谱管理中心,它可能位于网管或DSLAM上,DSM-D是SMC向DSLModem收集信息的接口,DSM-C则是SMC下发控制信息的接口,DSM-S是SMC与运营商网络的接口。
图2DSM参考模型
根据ANSI的建议,DSM共分为四个层次:
Level0:
DSLModem没有提供SMC所需要的信息,此时SMC根据标准建议和一些给定方案实施频谱管理,也就是静态频谱管理。
Level1:
DSM能够通过DSM-D收集线路速率、发送功率以及噪声容限等信息并通过DSM-C协调线路速率,噪声容限(最大、最小和目标)、PSD的平坦增益调整以及发送总功率等参数,但这些都是简单的功率控制等频谱管理方法。
Level2:
除了Level1的参数外,SMC还能得到更为详细的参数,包括双端测试的数据等,此外还能更为准确地控制端口的发送频谱。
由于Level2能够获得更多的信息,而且控制手段更加丰富,能够更精确地控制频谱,因此可以在整个电缆的层次上优化各线对的功率谱密度及相关参数,使得性能最优。
Level2的应用还在研究中,不涉及底层软件和硬件的修改。
Level3:
Level3又称为串音消除技术(CrosstalkCancellation),即通过一系列方法,使线路上不出现串音干扰。
此时,SMC与DSL-LT在同一位置,SMC能够得到并同时控制DSL-LT中部分或全部的上行和下行发送信息,同时协调LT中的部分或全部端口的发送信号,实现联合发送与联合接收。
前面提到的方法本质上都是在线路上存在串音干扰时,避免或减小串音干扰的影响,但不能完全消除串音的影响,且均会带来线路速率的下降,而DSMLevel3则主张通过主动消除串音的技术,使线路上不出现串音干扰,从而使得整个线路的性能达到无串音时的性能。
第四章串音消除技术
4.1串音消除技术原理
串音消除技术(DSMLevel3)是通过对处于同一个电缆束中的多个线对上的信号进行集中管理以获得相邻线对上的发送信号以及线对间的串音传递函数;在此基础上,每条线对上除发送自身信号外,还发送包含相邻线对信息的信号,以在接收端抵消相邻线对的串音干扰,从而解调出本线对上的信号。
此时,每条线对上发送的信号都是一个矢量信号,除了本身的信号分量以外,还包括与其他线对上的信号相关的信号分量,因此叫做VectoredDSL。
如果收发两端都采用Vector的方案,就构成了所谓的多入多出系统。
以远端串音为例,假定整个电缆束中有3条线对,定义Hij(i=1~3,j=1~3)为线对j对线对i的串音传递函数,Hii(i=1~3)为线对i的线路传递函数,显然这两者都是频率(或子载波)的函数,为了简单这里略去频率自变量。
Xi为线对的发送信号,这样在线对i上将会收到的信号为:
Y=H×X+H×X+N(3)
其中第一项是本线对上的传送信号,第二项为线对j对线对i的远端串音干扰,第三项为串音干扰之外的各种噪声,包括背景噪声、脉冲噪声和射频噪声(RFI)。
将上式推广到整个电缆束中,以矢量X=[X1X2X3]表示所有线对上的发送信号矢量,Y=[Y1Y2Y3]表示所有线对上的接收信号矢量,N=[N1N2N3]表示各线对上的噪声,矩阵
表示各线对之间的传递函数以及对应的串音传递函数,则各线对上接收到的信号为:
或者Y=H×X,[X1X2X3]T,表示对矩阵[X1X2X3]转置。
如果在发送信号中加入适当的串音分量,使得在接收端串音分量刚好能够抵消,这样接收端就只剩下信号:
同样地,还可以对各个同步接收用户端发来的信号做联合处理,消除CO近端串音的影响。
以上是串音消除技术的原理,其实现主要分为三个步骤:
信道估计、串音消除以及信道跟踪与更新,其中信道跟踪与更新是通过重复前两个步骤,来适应不断变化的线路情况。
4.2信道估计算法
信道估计是指在串音消除过程中,如何获取线对间的串音传递函数矩阵,目前已有很多相关的研究报告和论文。
信道估计算法可分为频域信道估计和时域信道估计,目前大多数都是针对频域信道估计的,这又主要集中在两个方面,一是通过RLCG一次参数线路模型推导,另一种方法就是通过多用户检测算法来推算。
4.2.1频域信道估计算法及其优缺点
以下行信道估计为例,频域信道估计算法中最简单的就是用户端设备(CPE)向CO端周期性发送前导符(PilotSymbol)从而获得CO与CPE之间的下行信道信息,但是该方法会导致占用大量带宽。
另外一种方法是在CPE端的频域均衡器(FEQ)中的Slicer消息中提取“SliceErrors”来完成信道估计并将该信息有限制地发回CO端[5]。
这两种方法都要求CO端和CPE端之间能进行很紧密的协调,而这种协调非常复杂,有时甚至要求CO端发射机和CPE端接收机根据协商好的协调方式来设计。
文献[6]中提出一种称之为“骚扰(Abuse)”的信道估计算法,其信道估计的工作主要是由CPE完成的,这是通过CO端发射机对CPE端接收机的“Abuse”实现的。
该算法定义了一个信道估计预编码矩阵(EPM:
Estimationprecodingmatrices),在信道估计期间,信息符号被预编码估计矩阵调制,从而产生微小的失真。
因此,CO端发送信号中除了包含自身信息外,还包含对其他线对上的信号乘上一个很小的因子之后的“Abuse”信息。
在CPE端将该信号与接收到的其他线对的串音干扰进行比较,即可获得线对间的串音传递函数。
从CPE角度来看,它只是对CO端发射机和对应的CPE端接收机之间的传递函数进行估计,而不需要与CO端之间进行协调,因此其系统复杂性远远小于其他算法,但是这种方法需要“Abuse”原来的发送信号,这个信号实际上是一种干扰,因此有可能会导致原来的端口出现误码。
此外,文献[7]中还定义了一种递归算法来实现信道估计,该算法将CPE端得到的归一化错误通过回传信道发送回CO端来学习和跟踪串音传递函数矩阵。
由于该方法不需要
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