SVPWM逆变器死区补偿的研究与实现.kdh.pdf
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186/2009收稿日期:
2009-09-15作者简介:
魏凯(1982-),男,工程师,研究方向为交流传动控制的研究与应用。
SVPWM逆变器死区补偿的研究与实现魏凯,尚敬,廖长鑫,何红成(株洲南车时代电气股份有限公司技术中心,湖南株洲412001)摘要:
分析了空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)逆变器死区效应产生的原因及影响,根据死区效应及SVPWM的特点提出了电压补偿法。
该方法无需增加硬件,实用性较强。
仿真和实验结果验证了该方法的有效性。
关键词:
死区效应;SVPWM;电压补偿法中图分类号:
TM301.2文献标识码:
A文章编号:
1671-8410(2009)06-0018-06ResearchandImplementofDead-TimeCompensationforSVPWMInverterWEIKai,SHANGJing,LIAOChang-xin,HEHong-cheng(TechnologyCenter,ZhuzhouCSRTimesElectricCo.,Ltd.,Zhuzhou,Hunan412001,China)Abstract:
Thecausesandinfluencesofdead-timeeffectontheoutputvoltageofSVPWMinverterareanalyzed,andthevoltagecompensationmethodisproposedinaccordancewiththedead-timeeffectandSVPWMcharacteristics.Thismethodhasgoodpracticabilitywithoutaddinganymorehardwarecircuitandhasgoodutility.Simulationandexperimentalresultsshowthevalidityofthismethod.Keywords:
dead-timeeffect;SpaceVectorPulseWidthModulation(SVPWM);voltagecompensationmethod0引言在电压型脉宽调制逆变器中,为避免同一桥臂上下开关元件的直接导通,必须置入死区时间。
但这样会导致逆变器输出电压的畸变和谐波的产生,特别是在低频状况下,电压和电流会严重畸变,输出力矩会出现较大的振荡,非常不利于逆变器电机的控制。
因此必须对死区进行补偿。
在绝大多数脉宽调制逆变器控制中都必须进行死区补偿,特别是参数精度要求较高的无速度传感器矢量控制以及通用变频器控制等,因此从实用性出发,设计一种无需添加很多硬件、简单通用、易于集成和移植的死区补偿算法显得尤为重要。
1死区效应分析以逆变器中一桥臂的A相为例进行死区效应分析(图1和图2),其负载为异步电机。
受死区效应的影响,元件导通或关断时,逆变器的输出电压影响电流的极性。
在理想状态下,功率管VT1和VT2的开关状态是互补的。
但是置入死区时间Td后,功率管要延迟Td才能导图1VT1开通和关断时的电流流向Fig.1CurrentdirectionswhenVT1isonandoff变流器控制196/2009SVPWM逆变器死区补偿的研究与实现通(这里忽略了开关管的导通和关断时间)。
因此,在死区时间内,VT1和VT2都处于关断状态。
由于异步电机是感性负载,输出电流经过二极管续流。
假设电流流进电机的方向为正,流出方向为负。
在死区时间内,i0时,VD2导通,相当于下桥臂开关管导通,a点连接到中间电压的负端(图1)。
同理,i0时,VD1导通,a点连接到中间电压的正端(图2)。
一个载波周期内,开关管的理想和实际开关状态如图3所示。
图中,S+a和S-a分别为上下管的触发导通信号,(a)和(b)为上、下桥臂的理想触发信号;(c)和(d)为实际开关信号,阴影部分时,上、下管均处于关断状态。
i0时,下桥臂二极管导通,就上管而言,输出正电压的脉冲宽度减少了Td,即实际导通时间比理想导通时间缩短了Td,而下管的实际导通时间则比理想导通时间延长了Td。
需要做的补偿是将上管的理想导通时间延长Td,由于信号的互补性,下管的理想导通时间相应缩短了Td,达到了实际导通时间与理想的相一致的目的1,从而保证了实际脉冲信号与给定脉冲信号的一样性。
同理可知,i0时,补偿方法是将上管的理想导通时间缩短Td。
2SVPWM逆变器补偿方法SVPWM逆变器控制是通过空间电压矢量合成的方法实现的,通过零矢量U0和U7的配置,可采用矢量合成的方法进行补偿。
假设三相电流ia、ib、ic相序极性为正负负(+-),以电压矢量合成的第一扇区为例进行分析(图4),点划线分割的部分为原理想电压矢量作用区间。
根据上述补偿方法,将S+a的理想高电平时间延长Td,同理,将S+b、S+c的理想高电平时间缩短Td。
由于对称性,S+a左半边和右半边各延长Td/2,S+b、S+c则各缩短Td/2。
从图4中可以看出,在一个调制周期内,U2实际的作用时间减少了2Td,U6实际的作用时间延长了2Td,零矢量的作用时间无变化。
由此可得到图5所示矢量图:
U6的变化量U6的方向与U6的相同,U2的方向与U2的相反。
按照电压幅值不变的原则进行坐标变换后,各电压矢量的幅值均为2Ud/3(Ud为逆变器直流侧电压)。
因此,U6的幅值与U2的幅值都等于(2Ud/3)(2Td/T)=4UdTd/(3T),其中T为载波周期。
所以合成后的补偿电压U4comp的幅值也为4UdTd/(3T),方向与U4的相同。
对其他电压矢量合成扇区进行分析,也能得到相同的补偿电压矢量U4。
以同样的方法分析其他5种电流的极性,最终得出的结论是:
补偿电压的幅值均为4UdTd/(3T),其方向有6个,随电流极性的不同而异(见图6)。
表1示出了不同的三相电流极性下对应的补偿电压。
图3理想触发信号和实际开关信号Fig.3Idealtriggersignalsandrealswitchsignals图4第一扇区补偿前后触发信号图Fig.4Triggersignalsbeforeandaftercompensationatthefirstvoltagesector图6补偿电压矢量的幅值和方向Fig.6Magnitudeanddirectionofcompensatingvoltagevector图5补偿电压矢量合成图Fig.5Combinationofcompensatingvoltagevector图2VT2开通和关断时的电流流向Fig.2CurrentdirectionswhenVT2isonandoff206/2009SVPWM逆变器死区补偿的研究与实现利用表1根据三相定子电流的极性可以进行电压补偿。
一般来说,SVPWM是在、轴系内完成调制算法的,也就是说进入调制的参考电压一般被转化为u和u。
为方便计算,补偿的电压矢量也转化为、轴系内的分量,例如U6comp的、分量为:
(1)
(2)其它的补偿电压矢量也按照同样的方法进行分解。
补偿后的参考电压矢量的、分量分别为:
(3)(4)3三相定子电流极性的判断三相电流极性的准确判断是死区补偿的关键技术环节。
由于检测到的电机电流谐波含量高,特别是低频状态下存在零电流箝位现象和脉宽调制噪声,利用直接检测电流过零点法无法准确地判断出电流的极性。
而通常采用的直接对定子电流进行滤波的方法也有局限性,滤波环节的引入使检测信号滞后,更增加了对电流极性实时检测的难度,严重的滞后甚至会导致死区的误补偿。
因此寻求一种简便而又适合死区补偿的方案至关重要。
本文通过旋转坐标系变换,使三相定子电流的基波分量在同步旋转坐标系中表现为直流分量(对该直流分量进行滤波,对幅值和相位均不会产生影响2),利用滤波后的直流分量可计算得到电流矢量的绝对位置角,以此判断三相定子电流的极性。
假设检测到的三相定子电流分别为:
(5)式中:
iah、ibh、ich三相定子电流的高频谐波分量。
利用坐标变换公式把静止abc坐标系下的三相定子电流转换到同步旋转dq坐标系下。
设转换后的isd、isq为三相定子基波电流转换而来的直流量,idh、iqh为三相定子电流高频分量转换而来的旋转轴系下的高次谐波。
idh、iqh可由低通滤波器滤除,而isd、isq不会因为增加了滤波器而造成幅值上的变化及相位的滞后。
定子电流矢量的空间位置变化如图7所示,其中,s为定子角频率的积分角,为定子电流矢量与d轴的夹角,由式(6)而定,定子电流矢量的空间绝对位置角可由式(7)而定。
由此可见,经过坐标变换再加以低通滤波处理后得到的的精度得以很大提高,使得定子电流矢量绝对位置角更加接近于真实值。
(6)(7)三相定子电流的极性分布如图8所示,据此可以得出与三相定子电流极性的对应关系(表2)。
利用可方便、准确地判断三相定子电流极性。
图7定子电流矢量位置Fig.7Positionofthestatorcurrentvector图8三相定子电流极性空间分布Fig.8Spacedistributionofthree-phasestatorcurrentpolarities表2值与三相定子电流极性的对应关系Tab.2Relationshipbetweenandthree-phasestatorcurrentpolarities值范围-/6/6/6/2/25/65/67/67/63/23/211/6三相定子电流极性(ia、ib、ic)+-+-+-+-+-+表1不同电流极性下的补偿电压矢量Tab.1Compensatingvoltagevectorsunderdifferentcurrentpolaritiesia极性+-+ib极性-+-ic极性-+补偿电压矢量U4compU6compU2compU3compU1compU5comp216/2009SVPWM逆变器死区补偿的研究与实现4仿真将此电压补偿方法用于电机控制系统中并进行Matlab低频仿真。
设定载波频率fg=2kHz、给定电流幅值为300A、死区时间Td=40s,从0.6s开始补偿,定子频率为8Hz左右。
电机模型参数为:
额定功率P=78kW、极对数p=2、额定电流I=370A。
逆变器直流侧电压Ud=300V。
补偿前、后A相定子电流和电机输出力矩、定子电流谐波如图9图11所示。
可以看出,经过补偿后,低频下的定子电流波形得到明显的改善,基波分量增大,谐波分量减小,输出的电磁转矩脉动也减小了很多,补偿效果良好。
图9补偿前、后A相定子电流波形(fg=2kHz)Fig.9StatorcurrentwaveformofphaseAbeforeandaftercompensation(fg=2kHz)图10补偿前、后输出电磁转矩波形(fg=2kHz)Fig.10Electromagnetictorquewaveformbeforeandaftercompensation(fg=2kHz)(a)补偿前A相电流波形(a)StatorcurrentwaveformofphaseAbeforecompensation(b)补偿后A相电流波形(b)StatorcurrentwaveformofphaseAaftercompensation(d)补偿后A相电流FFT波形(d)FFTwaveformofphaseAcurrentaftercompensation图11补偿前后定子电流谐波分析(fg=2kHz)Fig.11Harmonicanalysisofstatorcurrentbeforeandaftercompensation(fg=2kHz)(c)补偿前A相电流FFT波形(c)FFTwaveformofphaseAcurrentbeforecompensation接下来再进行更低载波频率的仿真。
设定载波频率fg=800Hz、Td=100s、给定电流幅值为300A,0.8s开始补偿,定子频率为5Hz左右。
补偿前、后A相定子电流和电机输出力矩、定子电流谐波如图12图14所示。
可以看出,在较低的载波频率下,补偿效果同样也很好。
226/2009SVPWM逆变器死区补偿的研究与实现(a)补偿前A相电流波形(a)StatorcurrentwaveformofphaseAbeforecompensation(b)补偿后A相电流波形(b)StatorcurrentwaveformofphaseAaftercompensation通过仿真,我们发现:
(1)载波频率越高,定子频率越低,死区效应越明显,体现为定子电流基波峰值越小,谐波含量越大,转矩脉动越大,直流侧电压利用率越低。
(2)经过补偿后,从FFT分析和电流波形图中可以看出,电流谐波大大减小,基波幅值增大,转矩脉动减小,直流侧电压利用率升高。
(3)此补偿方法在载波频率的低频段和高频段很大范围内都能有效补偿。
5实验在半实物实时仿真系统平台上,针对相同的电机模型和补偿算法,利用按转子磁场定向的矢量控制系统来进行死区补偿实验。
DCU(传动控制单元)半实物实时仿真系统是VVVF逆变器控制系统软件开发、硬件图12补偿前后A相定子电流波形(fg=800Hz)Fig.12StatorcurrentwaveformofphaseAbeforeandaftercompensation(fg=800Hz)(d)补偿后A相电流FFT波形(d)FFTwaveformofphaseAcurrentaftercompensation图14补偿前后定子电流谐波分析(fg=800Hz)Fig.14Harmonicanalysisofstatorcurrentbeforeandaftercompensation(fg=800Hz)(c)补偿前A相电流FFT波形(c)FFTwaveformofphaseAcurrentbeforecompensation236/2009由以上仿真和试验可以看出,控制系统的改变不会影响此电压死区补偿法的补偿效果,也就是说,该方法可集成到任何SVPWM逆变器控制系统当中,不会对控制系统本身产生任何干扰,且移植能力强,实用价值高。
6结语本文分析了SVPWM逆变器死区效应产生的原因及影响,并结合SVPWM的特点提出了电压补偿的方法。
该补偿方法不需要添加任何硬件,只需要编写软件就能实现,而且程序兼容性强,集成方便,降低了系统成本,且易于调试、升级和维护,对于SVPWM逆变器死区补偿具有较强的使用价值。
参考文献:
1吴茂刚,赵荣祥,汤新舟.正弦和空间矢量PWM逆变器死区效应分析与补偿J.中国电机工程学报,2006,26(12):
101-105.2徐凯.逆变器死区补偿中一种提高三相电流极性检测精度的方法J.仪器仪表用户,2006,13(5):
150-151.测试、试验、故障诊断的关键设备。
采用国际先进的dSPACE硬件平台搭建的半实物实时仿真平台,模拟受控对象,采用实际的DCU和仿真的机车车辆进行仿真。
开关频率为800Hz左右,死区时间Td=100s。
经过实验对比,可以看出,补偿后波形得到了很好的改善(图15和图16),其特征与Matlab仿真结果基本吻合。
图16补偿后的电机三相定子电流、电磁转矩和定子磁链波形Fig.16Three-phasecurrent,electromagnetictorqueandstatormagneticfluxlinkagelocusaftercompensation图18补偿后的电机A相定子电流波形Fig.18StatorcurrentofphaseAaftercompensation图17补偿前的电机A相定子电流波形Fig.17StatorcurrentofphaseAbeforecompensationSVPWM逆变器死区补偿的研究与实现图15未补偿时的电机三相定子电流、电磁转矩和定子磁链波形Fig.15Three-phasecurrent,electromagnetictorqueandstatormagneticfluxlinkagelocusbeforecompensation在唐山进行中低速磁浮列车CMS04牵引调试时,在牵引控制程序中试加入了死区补偿程序(死区时间Td=30s),反接制动时死区补偿前、后直线电机电流波形分别如图17和图18所示。
可以看出,电机电流的波形得到了较好的改善,优化了牵引系统在低频下的牵引性能。
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- SVPWM 逆变器 死区 补偿 研究 实现 kdh