LLC-台达资料.doc
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LLC-SRCCONVERTOR
摘要
LLC-SRC是一种三元素串联谐振式变直流对直流变换器.其区别于传统的PWM的主要特征在于:
主开关工作在零电压(ZVS)的条件下开通,整流管工作在零电流的条件下关断(ZCS),并且在宽输入范围的状况下,其转换效率可以优化在输入电压的高端.因此,LLC-SRC可以很好解决在宽输入电压范围的情况下,其转换效率随输入电压的增加而降低的缺点和在输出整流侧,二极管的反向恢复导致较大的电压尖峰,从而增加额外的功率损耗的问题.
在本文中,对LLC串联谐振直流对直流变换器的工作原理进行全面的分析.并对在不同工作频率下的不同工作模式和工作波形都进行了详细的描述.本人实际设计了48V/26V,48V/+5.3V/-5.3V/12V两个变换器,用来对LLC串联谐振理论进行试验验证.文章最后也对在此实际的样机设计中遇到的问题和经验详细的列举出来,和大家共享.
LLC-SRC串联谐振直流对直流变换器适应于高频,宽输入范围的应用.
1.LLC串联谐振直流对直流变换器的介绍
1.1传统的DC/DC变换器存在的问题
像非对称半桥和移相全桥等传统的PWMDC/DC变换器,都受到窄的输入范围和低的转换效率的限制.这是由于这些变换器的输出是通过在开关周期固定不变的前提下调节脉冲宽度得以实现,要达到宽的输入范围的工作条件,则必须选择相应的占空比和其它关联参数来实现满负荷的输出.一般的情况下,随着占空比的减小,转换效率也随着变小.因此,对传统的变换器而言,转换效率会随着输入电压的增加而变小.但如果我们希望在宽输入电压的高端进行优化设计,那么这样的问题就变得很突出.
另外是传统的DC/DC变换器的整流二极管的反向恢复问题.在绝大部分的PWM的拓扑结构中,当二极管两端的电流下降到零在到反向,其会具有很大的di/dt的值,反向恢复电流也会由于电路中的寄生电感和电容而振荡.其表现如图1.1所示,在二极管上产生很大的尖峰电压,这样不仅增加功率损耗而且也使得通过选择二极管的电压等级方式来优化变换器效率变得很难.
I
反向恢復電流
V
電壓尖峰
图1.1普通PWM变换器中的方向恢复问题
尤其对于输出电压较高的时候,它的电压等级越高,反向恢复电流和尖峰电压就越高,从而导致一些严重的问题.因此,实现输出整流二极管的零电流(ZCS)关断这一特性对DC/DC变换器的设计就变得很具有吸引力.
1.2传统的谐振变换器的简要回顾
谐振变换器可分为两种类型:
串联谐振(SRC)和并联谐振(PRC).在半桥结构的拓扑中可表现如图1.2和图1.3.从图中便可看出,由电感LS和电容CS构成的谐振网络是为减少半导体开关管的开通、关断时的损耗而创造条件的.在串联谐振(SRC)中,负载和谐振网络是串联的,而在并联谐振(PRC)中,负载和并联谐振电容CP并联的.通常,当SRC或PRC变换器的开关频率小于其谐振频率时,开关在零电流条件下关断,这样可以消除关断损耗.相反,当开关频率大于其谐振频率时,开关在零电压条件下导通,这样可以消除导通损耗.
Vin
Cs
LS
VO
RO
图1.2串联谐振基础架构(SRC)
Vin
CdDDDDDD
LS
VO
RO
Cp
图1.3并联谐振基础架构(PRC)
对于这两类变换器来说,其输出电压的调节都采取变化开关频率控制即变频控制.但这也有其不利的一面:
串联谐振(SRC)对较宽范围负载输出电压的调节,需要相对较宽的频率变化范围.其次,在空载的情况下输出点不能调节.而对于并联谐振(PRC)由于谐振网络和负载之间是并联关系,它在空载时输出电压仍可调节.然而,电路中的循环能量非常大,使得输出负载变小时变换效率减少很快.
多元素谐振变换器可通过使用三或四个谐振元素从SRC和PRC结构中演变得到,并且在此谐振网络中通过选择合适的元素,便可获得具有SRC和PRC最好特性的变换器.
图1.4是LCC串并联谐振结构变换器的主电路图,其可看作是从增加了一个串联电容CS的并联谐振变换器而演变得得到.相对于并联谐振(PRC),其循环能量有所减少,所以,轻载时的效率得到提升同时也具有良好的调节特性.
Vin
CS
DDDDDD
LS
VO
RO
Cp
图1.4LCC串并联谐振结构的变换器
1.3LLC串联谐振的简介
LLC串联谐振DC/DC变换器(LLC-SRC)架构如图1.5,其是由普通的串联谐振通过减少变压器的励磁电感演变而得到的三元素谐振的拓扑变换器.励磁电感Lm和串联谐振LC网络合在一起称为LLC谐振网络.
Vin
Cs
LS
VO
RO
Lm
图1.5LLC串联谐振结构
正确选择了励磁电感和串联谐振LC网络,LLC-SRC可在相对较窄的频率变化范围内,负载从满载到轻载变化也具有良好的电压调节特性.另外,LLC-SRC的原边开关管不论负载大小始终运行在ZVS的条件下、副边整流二极管运行在ZCS的条件下,故其变换效率较高.同时,其变换效率在宽输入电压范围时可优化在高端.
2.LLC串联谐振变换器分析
2.1LLC-SRC基础架构
半桥结构的LLC串联谐振变换器(LLC-SRC)如图2.1所示,该电路按功能可分为:
方波发生器1、LLC谐振网络2、高频变压器3、整流电路4、输出滤波电路5.
方波发生器由两个串联开关管(S1,S2)构成的半桥逆变器组成,开关门极驱动信号之间是互补反向的,且占空比都是0.5.输出电压的调节是通过改变开关管的开关频率来实现(变频控制).
LLC諧振網絡
5
4
3
2
1
CO
A
B
D2
Load
RO
VO
D1
Ls
CS
S2
S1
Vin
Lm
图2.1半桥结构的LLC串联谐振变换器
LLC谐振网络2由串联谐振电容Cs,串联谐振电感Ls和另一个并在变压器原边的谐振电感Lm三部分组成.串联谐振电容Cs有两个功能:
1)阻止方波发生器输出电压的直流分量流到变压器.2)与Ls、Lm组成谐振网络.串联谐振电感Ls可外加也可通过变压器的漏电感来匹配.同样,并联电感Lm可以是变压器的励磁电感或外加电感.
高频变压器3为变换器提供一定变比且隔离的输出电压.由二极管D1和D2组成具有中心抽头的整流电路4就是把谐振电流转换为单向的电流.输出滤波5由电容Co构成,其作用是滤除高频纹波电流为负载提供纯净且恒定的Vo.
在普通的串联谐振变换器(SRC)中,Lm视为无限大,不参与谐振的,谐振网络是LC谐振.为了能为开关管创造ZVS条件,开关频率必须远大于LC谐振频率.然而,LLC-SRC开关频率可小于LsCs谐振频率但要高于Lm-LS-Cs的联谐频率,其中,Ls,Cs谐振频率定义为fsfs=1/(2π(LsCs)1/2)(2-1)
Lm,Ls,Cs谐振频率定义为fm:
fm=1/((2π(Ls+Lm)Cs)1/2)(2-2)
LLC-SRC不但可以像普通串联谐振变换器工作在f>fs频率段,而且也可工作在f≦fs频率段.其具体的运行模式和主要波形在接下来的篇幅进行分析.
2.2LLC-SRC的工作模式及主要波形(涉及的公式在第五部分有推导)
2.2.1工作在fm 参照图2-2的波形图,在一个工作周期内可分为六个阶段.每一阶段的等效电路如图2-3-M1~M6所示.在等效电路中,Co视为足够大,可视作电压值为Vo的电压源.为了描述开关管的ZVS的条件,MOSFET管的本体二极管也在图中画出,但MOSFET管的输出结电容则被简化了,图中已忽略. M1: t0 S1 S2 S1 S2 ir Im -Im im Vds1 Id2 Id1 Id11 Id2 IO Vc t0t1t2t3t4t5t6t0 圖2.2在fm S1 iD1 ir S2 im 图2-3-M1: t0 M2: t1 iriD1 im 图2-3-M2: t1 M3: t2 圖2-3-M3: t2 ir vcim M4: t3 ir im iD2 图2-3-M4: t3 M5: t4 ir im iD2 图2-3-M5: t4 M6: t5 图2-3-M6: t5 ir im 在fm Vo=1/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCs (2-4) Ts为Ls与Cs的谐振频率,Ts=2π(Ls*Cs)1/2 随着开关周期的增加,输出电压Vo随之变大. 当T=Ts时,变换器运行频率就是谐振频率fs: Vo=1/2n*Vin (2-5) 现在,分析T=Ts,即f=fs的情况: 具体波形如图2-4所示.可见M3的过程已消失,谐振电流的波形为纯正弦波,通过整流管D1和D2出来的电流(iD1+iD2)波形是不间断的.工作电流的RMS值最小,因此其变换效率是最佳的. S1S2S1S2 irIm im -Im VDS1 id1 id1 id1 id2 IO Vc t0 t6 t4 t3 t0 t1 图2-4f=fs时LLC-SRC工作波形 在fm 可见,Im与负载电流和输入电压无关,所以,LLC-SRC的ZVS范围比其它软开关拓扑的宽的多.同时,整流二极管在相应的开关管切断之前已按正弦波的规律先下降到零.整流二极管工作在ZCS的模式下,其反向恢复的问题可消除. 根据等式(2-4),输出电压Vo是随着开关周期T的增加而递增.如果LLC-SRC变换器设计在输入电压为高端时工作在谐振频率(f=fs),那么,当输入电压变小时,便在较低的频率(T>Ts)值上运行,其输出电压就可通过控制运行频率得以控制.在T=Ts,由于谐振电流为近似正弦波同时输出电流为连续不间断的,它的导通损耗最小,因此,变换效率变可优化在高端.这是区别于普通PWM变换器的显著特征之一. 2.2.1工作在f>fs时 参照图2-6的波形图,在一个工作周期内可分为六个阶段.每一阶段的等效电路如图2-6-M1~M6所示.在等效电路中,Co视为足够大,可视作电压值为Vo的电压源.为了描述开关管的ZVS的条件,MOSFET管的本体二极管也在图中画出,但MOSFET管的输出结电容则被简化了,图中已忽略. M1: t0 S2 S1 S2 S1 irIm im -Im VDS1 Io iD1iD2iD1iD2 Vc t0t1t2t3t4t5t6 图2-6f>fs时LLC-SRC工作波形 M2: t1 M3: t2 M4: t3 如果驱动信号的死区(如图所示区间[t1,t2]),大于t1至t3的时间,则M3就会消失.只要S2在谐振电流下降到零之前开通,其ZVS的条件就能实现,谐振电流也就不会给S2充电. M5: t4 M6: t5 变换器输出电压Vo: Vo=Vin/2n-(IrTs/4πn)*(cosφ+cos(T/Ts*π-φ))(2-7) 其中: T为开关频率 Ts为Ls,Cs的谐振频率 Ir为谐振谐振电流的波幅,Ir=((πTIo/2Tsn)2+Im2)1/2 参数φ=sin-1(Im/Ir) 由于f>fs即T 当f=fs,即T=Ts,等式(2-7)可简化为: Vo=Vin/2n 这个结果和在fm iriD1 im 图2-6-M1: t0 iriD1 im 图2-6-M2: t1 iriD1 im 图2-6-M3: t2 ir im 圖2-6-M4: t3 iD2 ir im 圖2-6-M5: t4 iD2 ir im iD2 图2-6-M6: t5 总结: 从以上的分析可看出: 无论在哪种工作状态下(全范围负载),原边开关管零电压开通(ZVS)的条件都可实现,但是,对于付边输出整流二极管的零电流(ZCS)关断条件的实现则只有在fm 3.LLC-SRC设计所需公式及设计程序 3.1设计的注意事项和设计程序 在第二章中,输出电压Vo和开关周期T之间的关系式是在满负载的情况下获得的: Vo=1/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCs Im=nVoT/(4Lm) T=2π*(CsLs)1/2 由上述可推导出: Vin/(2nVo)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fs/f)(3-1) 等式(3-1)适用范围是f≤fs.通过它可知在满负载时工作频率和输入或输出电压之间的关系是可确定的.在设计过程中,对于确定的输入和输出电压范围来说,Ls/Lm可根据设定的频率范围之而定.但,Ls/Lm的值要适当的大以来确保在最小的开关频率下,即使工作在输入电压最低时的也能有最大输出. 为了正确选择Ls的值,可从Ts=2π*(CsLs)1/2可得出; 为了正确选择Cs的值,其上电压值如等式(2-3)是必须要考虑的,即: Vc-max=nVo+IoT/(4nCs)其中Io是输出电流的最大值,T的值是运行的最大周期; 最后,对开路时最大频率的设定可根据等式(3-1)估算出. 根据Vo=1/2n*Vin+Im*(T-Ts)/4nCs当工作周期T等于谐振周期Ts时,Vo=Vin/2n(3-2) 其中Vo和Vin为正常的工作电压,在这种情况下,变换效率最佳. 原边电流的均方根值(RMS)可表述为: Ip,RMS=((πIo/n)2+(nVo/2Lmf)2)1/2*21/2/4(3-3) 其中Io和Vo分别为输出电流,输出电压,Ip,RMS是流过开关管的电流,由此可确定开关管的电流等级. 基于以上的等式,可以得出LLC-SRC的设计程序: ⑴根据Vo=Vin/2n,确定变压器的匝比.用实际的输入与输出电压来确定,让在此条件下的工作频率fo等于Cs、Ls的谐振频率fs.这样可使变换器的效率得到优化. ⑵根据Vcs-max=nVo+IoT/(4nCs)来选择Cs.如果Cs太大,Ls、Lm就会很小,励磁电流Im就变大,损耗会增加;Cs越小,Vcs就越大,对于高电压如400v输入的DC/DC变换器,由于受到电容电压等级的限制Vcs的值就不能过大,同时Im会太小,开关管可能会失去零电压的条件.总之,Vc-max一般不应超过Vin-nor,选择0.7~0.9*Vin-nor. ⑶根据fs=1/(2π(CsLs))1/2来选择谐振电感Ls,如为了达到在额定负载时运行频率等于设定的工作频率即f=fo(最佳点),那么,Ls的取值要尽量的精确. ⑷根据等式(3-1): Vin/(2nVo)=1+(π2Ls/4Lm)*(1-fs/f)来选择励磁电感Lm,输入电压和输出电压的变化范围越宽,则Lm的值就应越小.总体来说,最低频率一般为: 0
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