基于推挽电路的低压大电流电源设计.docx

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基于推挽电路的低压大电流电源设计

燕山大学毕业设计/论文

基于推挽电路的低压大电流电源设计

***

燕山大学

2012年6月

燕山大学毕业设计/论文

基于推挽电路的低压大电流电源设计

学院（系）：

里仁学院

专业：

***

学生姓名：

***

学号***

指导教师：

***

答辩日期：

2012年6月17日

燕山大学毕业设计（论文）任务书

学院：

电气工程系级教学单位：

电气工程及其自动化

学

号

****

学生

姓名

***

专业

班级

08应电-2

题

目

题目名称

基于推挽电路的低压大电流电源设计

题目性质

1.理工类：

工程设计（√）；工程技术实验研究型（）；

理论研究型（）；计算机软件型（）；综合型（）。

2.文管类（）；3.外语类（）；4.艺术类（）。

题目类型

1.毕业设计（√）2.论文（）

题目来源

科研课题（）生产实际（）自选题目（√）

主

要

内

容

查阅资料了解和分析低压大电流电路的特点及要求，针对具体情况采用推挽主电路电路与倍流整流电路结合实现：

Ui=48V，Uo=1V，P=50W的变换要求。

详细分析推挽电路和倍流电路的工作原理，并设计控制电路实现系统的稳定性和快速性。

通过仿真验证主电路设计的合理性，并实现系统的闭环仿真验证系统性能。

基

本

要

求

①详细了解和分析低压大电流电路的特点及要求

②主电路确定及原理分析、参数设计及仿真

③控制电路工作原理分析参数设计及开环仿真

④完成论文及系统A0图纸各一份

参

考

资

料

IEEEtrans.Onpowerelectronics

中国期刊全文数据库

万方学位论文全文数据库

电力电子技术

电源技术

周次

1—4周

5—8周

9—12周

13—16周

17—18周

应

完

成

的

内

容

①1-2周资料收集阅读；

②3-4周主电路、控制方案确定的确定

①5周主电路原理分析及参数确定；

②6-8周主电路开环仿真与仿真结果分析

①9周主电路部分书面整理；

②10-12周控制电路参数确定及仿真

①13-15周闭环仿真及仿真结果分析；

②16周书面整理

完成论文准备答辩

指导教师：

***

职称：

教授年月日

系级教学单位审批：

年月日

摘要

随着信息技术的迅速发展，小功率DC-DC变换器在计算机、通讯等应用场合得到了广泛的使用。

为了满足这些场合对更快、更有效的数据处理的要求，其供电电源的要求也在不断提高，具体表现在：

更低输出电压、更高输出电流、高功率密度、高效率、快动态响应及高可靠性。

本文是基于推挽电路，实现DC-DC变换的低压大电流电路设计。

本文针对低压大电流输出的小功率DC-DC变换器，分析利用推挽电路、同步整流、Buck电路实现。

本次设计为了实现48V到1V直流电压变换，采用两级变换方法。

利用推挽电路及同步整流实现第一级变换。

推挽电路采用正激推挽电路，有效地发挥了推挽电路的优点并且抑制了尖峰值过高和漏磁严重等不足，同步整流部分采用半桥整流技术。

利用Buck变换器实现第二级变换。

控制电路部分采用SG3525实现。

最后通过闭环仿真，验证了系统性能基本符合设计要求。

关键词：

DC-DC；低压大电流；推挽电路；同步整流；Buck

Abstract

WiththerapiddevelopmentofInformationTechnology，lowpowerDC-DCconverterisusedwidelyincomputerandcommunicationapplications．Inordertomeetdemandsforfasterandmoilefficientdataprocessingintheseapplications，aggressivepowermanagementisrequired．Thatistosay,specialpowersupplyisneededtoprovidelowervoltageswithhighercurrentsandfasttransientcapabilities，whilsthighpowerdensity,highefficiency,andhighreliabilityisalsodesired.AlowvoltagehighcurrentcircuitbasedonPush-Pullcircuitisdesignedinthispaper.

AimedatalowpressurehighcurrentlowvoltageDC-DCconverter,APush-Pullcircuitcombinedwithsynchronousrectifierisusedasthefiresstepofconversion,andaBuckcircuitasthesecondstepofconversion,toaccomplisha48V-1Vdirectcurrentelectricvoltagetransformation.TheconvertercanworkwiththemeritsofrepressedpeakcurrentofPush-Pullcircuit.SG3525isusedtorealizethecontrolsystem.Simulationresultsprovedthatthedesignedsystemoperateaccordingtothetheoreticalanalysis.

KeyWords：

DC-DC；LowVoltageHighCurrent;Push-PullCircuit;SynchronouslyUnifyCurrent;Buck

第1章绪论

1.1直流变换器研究国内外动态

随着计算机通信技术的发展，高速超大规模集成电路尺寸的不断减小，计算机、工作站、网络服务器、便携式设备得到迅猛的发展，而这些计算机、通讯产品的核心部件是微处理器等典型的数据处理电路。

在这些场合，广泛的采用直流分布式电源及系统，低压大电流开关电源成为目前一个重要的研究课题。

在保持开关频率一定的前提下，应尽可能减小滤波电感的值,以提高功率密度，实现整个变换器的微型化。

构成这些电源系统的关键部件是各种不同技术规格的DC-DC变换器模块。

但是，减小滤波电感会导致输出纹波变大，从而影响变换器的性能。

近年来，国内外有关研究人员为此作了大量的研究，提出了倍流整流次级侧结构，具有极好的性能，得到了广泛的使用。

对于其供电电源来说，这些数据处理电路构成一类特殊的负载，工作电压较低、电流较大，各种工作状态相互转换时对应的电流变化率很高。

目前，国外对中小功率低电压大电流输出DC-DC变换器的研究已取得了较大进展，对很多关键技术进行了切实有效的研究及技术储备。

能够实现3.3V以下输出电压、50A以上输出电流的模块电源的大规模生产，且体积已做得相当小，功率密度超过了50W/in，现正向120W/in发展。

而国内虽有部分单位也已投入了小功率DC-DC变换器的研究．但不成气候，未引起足够的重视。

从美国开关电源市场来看，跟随着计算机通讯设备迅速、持续稳定的增长及新的网络产品市场的迅速增长，未来的开关电源市场是非常乐观的，对中小功率变换器的需求更是呈现迅速上升趋势。

1.2低压大电流研究意义

在我国入关之后，国内开关电源研发、生产单位将直接面对国际开关电源市场的竞争。

而小功率开关电源又是一种技术含量较高的电力电子产品，高可靠性是第一位重要的指标，其次，EMI、PFC、工艺结构、效率、体积、重量和成本等指标，也是决定我们自己的产品能否参与国际市场竞争的重要因素。

为了不致重蹈国内的中小功率通用型变频器市场几乎全被国外产品占领的覆辙，加强对小功率开关电源的研究、开发和组织规模生产，刻不容缓。

低压大电流的DC-DC变换器作为通信电源．有时要给多个电子设备供电，希望在任何时候突加或突减负城时都能很快的进入稳态工作，这就要求系统有较好的动态响应特性。

当计算机从给主板和内存供电的休眠状态进入满负荷运转状态的唤醒过程，就是个很常见的突加负荷的动态过程，通常我们希望这个过程能够越短越好，但这首先要求给计算机供电的电源系统有一个较好的动态响应特性。

1.3低压大电流最新研究成果

以典型的InterlPentiurnPro微处理器为例，目前其工作主频在600MHz以上，供电电压在2.5—3.5V之间，这一工作电压由计算机“银盒”中的5V或12V电压，经过较长的传输线引出，通过处理器附近的BUCK变换器进行电压变换后得到。

为了进一步提高微处理器等数据处理电路的速度，实现更加快速有效的数据处理，其工作频率将进一步提高，供电电压将越来越低，而且随着集成度的不断提高，越来越多的处理器集成电路将集成在同一个芯片上，因此下一代微处理器的额定工作电流将达到50A～100A，甚至更高，要求微处理器有严格的功率管理措施。

所有这些对微处理器这类典型负载的供电电源提出了更高的要求。

目前国外很多研发机构、公司已经针对高速微处理器这类特殊负载的供电电源进行了广泛深入的研究，并把这一研究热点，给以专门的名称VRM，即电压调节器模块。

针对微处理器等高速数据处理电路的要求，VRM必须提供经过严格调整的低压和大电流输出，具有快速的动态响应。

控制系统中经典的动态调节工作原理一般是将输出和给定比较所得的误差经过放大环节放大后，送给调节器，调节器根据误差的大小进行调节，使输出尽量逼近所预期的值。

稳定工作时，控制系统处于一个稳定的平衡状态，当系统受到外部扰动作用时，系统将会经过一个动态调节并重新回到个稳定的平衡状态。

由于系统中的惯性环节和储能元件的存在以及些迟滞环节的作用，输出量不会立即按希望的规律回到稳定工作时的预期值，而是有一个过渡过程。

所谓好的动态响应特性就是当系统在外部扰动作用时能够通过自身的调节作用很快完成过渡过程进入稳定的平衡状态。

在一个PWM变换器系统中，起调节作用的是脉冲宽度调制器（PWM），通常它包含在一个专用的集成芯片中或是由数字处理器通过算法来完成，它是根据误差大小通过调整开关管的驱动脉冲宽度，使变换器的输出尽可能的接近给定值。

变换器系统。

变换器系统中，基于PWM原理的驱动信号发生器相当于一个调节器，开关管组成的电路拓扑相当于执行机构，各延时环节以及输出滤波电感和电容相当于系统中的惯性环节。

1.4低压大电流发展趋势

据权威市场专家预测：

在今后五年内，小功率DC-DC变换器的主要发展趋势是：

为了适应超高频CPU芯片的迅速发展，DC-DC变换器向低输出电压（最低可低到1．2V）、高输出电流、低成本、高频化（400--500KHz）、高功率密度、高可靠性（nBF≥105）、高效率的方向发展。

以前标准模快的高度是12.7mm（0.5英寸），最近已下降到9.53mm（0.375英寸），一般客户要求薄型封装尺寸为7.5mm（0.295英寸），8.5mm（0.335英寸），10mm（0.394英寸）。

外形尺寸趋于国际标准化尺寸，多为1/8、1/4、1/2、3/4和全砖式结构，输出端子相互兼容的设计日趋明显。

模块内部控制电路倾向于采用数字控制方式，非隔离式DC/DC变换器比隔离式增长速度快，分布式电源比集中式电源发展快。

随着半导体工艺等级未来十年将从0.18μm向50nm迈进，芯片所需最低电压最终将变为0.6V，但输出电流将朝着大电流方向发展。

据市场调查，随着半导体工艺的发展，电源对各种电压的需求百分率走势。

可以看出未来用户所需电源电压有下降趋势，估计不久将来1V及1V以下的电源需求量将会有明显增加。

应用各种软开关技术，包括无源无损软开关技术、有源软开关技术（如ZVS/ZCS谐振、准谐振）、恒频零开关技术、零电压、零电流转换技术及目前同步整流用MOSFET代替整流二极管都能大大地提高模块在低输出电压时的效率，而效率的提高使得敞开式无散热器的电源模块有了实现的可能。

这类模块是当今世界模块发展的潮流，必将得到广泛应用。

随着器件性能的改变，电源效率即将达到92％（5V）、90％（3.3V）、87.5％（2V）。

1991年高功率密度定义为每立方英寸输出功率25W，以后逐年增加，1994年为每立方英寸36W，1999年为每立方英寸52W，到2001年为每立方英寸96W，现在每立方英寸达数百W。

在全球范围内高功率密度直流转换模块市场以每年16.8％的增长速度向前发展。

输出电流将增长到半砖80A、1/4砖50A。

目前，日本TDK公司推出新一代分布式隔离型DC/DC转换器，其参数为1/4砖输入电压42V～58V、输出电压12V、输出电流27A、效率为95％，功率密度已达每立方英寸236W；1/8砖输入电压42V～58V、输出电压12V、输出电流13.5A、效率为95％，功率密度已达每立方英寸214W。

为了缩小开关电源的体积，提高电源的功率密度并改善动态响应，小功率DC/DC变换器的开关频率已由现在的200kHz～500kHz提高到1MHz以上，但高频化又会产生新的问题，如开关损耗以及无源元件的损耗增大，高频寄生参数的影响以及高频电磁干扰增大等。

1.5本课题研究内容

1.5.1方案总体结构

按照设计需要实现的目标：

采用推挽主电路电路与倍流整流电路结合实现：

Ui=48V，Uo=1V，P=50W的变换要求。

由于设计要求实现低压大电流变换，占空比D=Uo/Ui，占空比约为0.02。

在现实中，这么小的占空比很难实现，会存在很大的误差，所以完成设计采用两级变换的方式。

按照设计要求，及采用的电路的实际情况，第一级变换采用正激推挽电路，实现48V到5V的电压变换，第二级变换采用BUCK电路，实现最终5V到1V的电压变换。

中间采用半桥同步整流。

主电路图1-1：

图1-1主电路设计图

电路前半部分是正激推挽电路，在变压器副边，经过同步整流和滤波过程后，经过BUCK变换器，最终实现1V电压输出。

1.5.2正激推挽电路

近年来，电力电子技术发展迅猛，高频开关电源以其效率高，体积小，重量轻等优点，广泛应用于计算机，邮电通信，电力系统和航空航天等领域。

在低压大电流应用场合，推挽电路以其电路结构简单，变压器磁芯利用率高等优点成为一种优选方案，但推挽电路有它难以克服的缺点：

（1）变压器的铁心偏磁，这给器件的一致性和驱动电路脉冲宽度的一致性提出了较高的要求E同时控制方式也要求采用电流型控制方案；

（2）开关管关断时漏感能量在开关管上引起高的电压尖峰，给主变压器的绕制提出了很高的要求。

这两个缺点限制了推挽电路的应用。

本文讨论的正激推挽电路增加了一个无损元件---电容，克服了推挽电路的缺点，具有：

（1）抑制变压器的铁心偏磁；

（2）变压器磁芯双向磁化；（3）抑制开关管两端的关断电压尖峰等优点，成为低压大电流应用场合具有优势的电路拓扑。

1.5.3BUCK变换器

BUCK型变换器又叫降压型变换器或串联开关变换器。

降压变换器输出电压平均值Uo总是小于输入电压Uin。

通常电感中电流是否连续，取决于开关频率，滤波电感L和电容C的值。

简单的BUCK电路输出的电压不稳定，会受到负载和外部的干扰，当加入PID控制器，实现闭环控制。

可控制采样环节得到的PWM调制波，再与基准电压进行比较，通过PID控制器得到反馈信号，与三角波进行比较，得到调制后的开关波形，将作为开关信号，从而实现BUCK电路闭环PID控制系统。

1.6本章小结

本章对DC/DC变换电路的背景、发展、研究成果及涉及到的相关电路进行了说明。

说明了本文涉及内容的研究意义和主要研究方法。

第2章电路工作原理与设计

2.1电路原理分析

2.1.1推挽电路

目前,有变压器隔离的DC-DC变换技术在传统的拓扑结构中较为常用的是推挽变换器和正激变换器（如图2-1所示）。

（a）推挽变换器拓扑

（b）正激变换器拓扑

图2-1传统DC-DC变换器拓扑结构

传统正激变换器和推挽变换器两种电路拓扑各有各自的优缺点,但都具有一定的局限性:

单端正激变换器为了防止变压器磁芯饱和,存在去磁复位的问题,故对占空比有一定的限制条件;推挽变换器功率开关管承受的电压应力高,只适用于低输入电压的场合,而且开关管关断时漏感能量在开关管上引起高的电压尖峰,给主功率变压器的绕制提出了很高的要求,同时变压器的偏磁问题给器件的一致性和驱动电路脉冲宽度的一致性提出了较高的要求。

若将两种电路有机地结合在一起,同时保留两种电路的优点、克服它们的缺点的话,所得到的电路将是非常理想的。

通过一个无损元件———电容将推挽变换器和正激变换器结合在一起的电路即推挽正激变换器。

2.1.1.1正激推挽电路

图2-2推挽正激变换器的电路拓扑结构。

图中,关键的部分是变压器T和电容C。

变压器的原边绕组Lp1和Lp2的匝数是相等的,变压器的副边接入了全桥整流电路。

该电路与推挽电路的不同之处就在于两个开关器件S1和S2中间接入了一个无损元件———箝位电容C,另外两端接在直流电源的正负极上。

正是因为C的存在,使得整个电路工作原理和效果完全不同于推挽电路,从而克服了推挽变换器和正激变换器的缺点。

图2-2正激推挽电路结构

在电路稳态的时候,不论是S1或S2哪一个导通,C都是跟变压器原边的一个绕组并联的,所以,C上的电压总是上负下正,且约等于输入直流电源的电压Uin。

而Uin、Uc、Uds1和Uds2构成一个回路,由基尔霍夫电压定律可知:

（2-1）

式中,Uds1和Uds2分别为S1或S2漏源极压降。

稳态工作时，电感电流的波形ILf为三角波，周期性的在ILmax到ILmin的范围内变化。

M1或M2导通期间ILf的增长量ΔILf（+）等于M1和M2都截止期间的减小量ΔILf（-）。

即ΔILf（+）=ΔILf（-）=ΔILf=Vo（1－D）Ts/2Lf。

所以，（nVin－Vo）DTs/2Lf=Vo（1－D）Ts/2Lf，即

Vo=nDVin

假定变换器损耗为零，则输出功率等于输出功率，这样有

Iin=nDIo

式中：

Iin为平均输出电流，Io=1/2（ILfmax+ILfmin）为负载平均电流。

其中ILfmax和ILfmin的大小为

因为开关管漏源极压降Uds1,2≥0（等于零的情况出现在漏源极承受电压为反偏,此时反向并联的二极管导通,漏源极电压被箝位在0）,故开关管在工作过程中所承受的最大的电压应力是2Uin,因此,加入C可消除开关管的电压过冲现象。

同时,由于C的端电压具有浮动特性,如果选择合适的箝位电容值,即能保证变压器磁通在同一周期的两个半周期中有相等的伏秒数和磁芯的双向对称磁化,使激磁电流和磁通在周期结束时回到起始点,无直流偏磁的现象。

所以,推挽正激变换器的主要改进在于C,它的引入抑制了开关管的电压尖峰,同时也抑制了推挽变换器固有的直流偏磁现象。

推挽正激变换器保持了推挽电路和正激电路的优点,克服了两者的缺点,具有:

①抑制变压器的磁芯偏磁;②变压器磁芯双向磁化;③抑制开关管的关断电压尖峰等优点,在低压大电流的应用场合中获得了较高的效率,成为该场合较有优势的电路拓扑形式。

2.1.1.2正激推挽电路工作过程

图2-3为电路的工作状态波形，一个周期中工作，该电路有八个开关模态。

图2-4为各模态等效电路图。

[t0-t1]在t0时刻以前，原边电流沿Vin-Np2-C2-Np1环流，环流电流为Ia=nILfmax/2；副边整流管D2D3，D1D4同时导通，I3=I4=1/2ILfmin，副边处于短路状态。

在t0时刻，M1开通，Vin加在Np1上，I1迅速上升，Vc加在Np2上，I2迅速减小。

相应的，在副边，流过D1，D4的电流增大，流过D2，D3的电流减小，当I3增大到负载电流时，I4减小到零时，该工作状态结束。

在[t0-t1]阶段，I3由1/2ILfmin增加到ILfmin，增加量为1/2ILfmin=Vo*ΔTt1-to/n2Lб，所以

ΔTt1-to=ILfmin

n2Lб/2Vin=

（Io-1/2ΔILf）n2Lб/2Vin（2-3）

由Lбdi1/dt=Vin和Lбdi2/dt=Vc，由于副边短路，Vin和Vc加在变压器漏感上，可得

ΔI1（t1-t0）=Vin/LбΔTt1-to=1/2ILfminn

在t1时刻

I1t1=Ia+ΔI1（t1-t0）=

1/2（ILfmax+ILfmin）n=

I0n

I2t1=Ia-ΔI2（t1-t0）=

1/2（ILfmax-ILfmin）n=

1/2ΔILfn

图2-3电路的工作状态波形

此期间M2上的电压应力为Vin。

此开关模态的等效电路如图2-4（a）所示。

[t1-t2]当I3的电流等于负载电流，I4的电流为零时，进入此开关模态。

Vin和Vc加在Lm和Lf上，提供励磁电流和负载电流。

输入电源电压和Np1并联，I1由励磁电流和负载电流两部分构成，负载电流部分上升斜率Vin/（Lf/n2）=n2/VinLf；励磁电流部分上升斜率为Vin/Lm，电容C2和Np2并联，I2在Vc的作用

（a）[t0-t1]

（b）[t1-t2]

（c）[t2-t3]

（d）[t3-t4]

图2-4各模态等效电路图

下减小并反向，下降斜率为-Vc/（Lf/n2）=-n2/VinLf；此时，正激推挽电路相当于两个单端成绩电路并联，故此电路成为正激推挽电路。

等效电路图如图2-4（b）所示。

I1和I2为

（2-4）

（2-5）

在t2时刻

其中

为励磁电流。

在M1关断瞬间，所有的负载电流和励磁电流都流过M1，此时流过的M1电流最大，M1的电流应力为

（2-6）

再次开关模态中M2的电压应力最大，为

M1关断后，此工作模态状态。

[t2－t3]由之前计算可知，在[t1－t2]期间I1始终大于I2，所以M1关断后，M2的反并二极管Dm2被迫导通，漏感能量通过低阻抗回路Np1-Dm2-C2释放，Vc加在Np1上，I1以斜率-Vc/Lб迅速减小。

同时电源正-Np2-Dm2-电源负构成一回路，Vin加在Np2上，I2按参考方向以斜率Vin/Lб迅速增大。

直到I2=I1=Ia时，Dm2自然关断，此工作模态结束。

在此期间Np1同名端为正，Np2同名端为负，励磁电流Im转移到副边环流，在t3时刻，I1和I2都变换为Ia，变化量为

由Lбdi1/dt=Vc和Lбdi2/dt=Vin可得

由于M2的反并二极管Dm2导通，故加在其两端的电压为零，而M1上的电压为Vc+Vin，即2Vin。

[t3－t4]在此期间，开关管M1和M2都关断，漏感电流在原边沿电源正-Np2-C2-Np1-电源负环流，变压器两组原边反向串联，原边两绕组电压都为零，因此，加在开关管上的电压都为Vin。

同时励磁电流在副边环流。

M2导通时，此工作模态结束。

此工作模态的等效电路如图2-4（d）所示。

在[t0－t4]期间，（a）di1/dt=-di2/dt；（b）[t0－t1]，[t2－t3]期间励磁电流转移