L6599中文资料及产品方案设计.docx
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L6599中文资料及产品方案设计
合用文档
一
ST公司针对日益广泛使用的LCD-TV电源推出了新一代的HB-LLC控制IC-L6599,它从
L6598改从而来,从而性能更优秀,使用更便利。
下面介绍IC特色及主要应用。
L6599是一个双端输出的控制器。
它专为谐振半桥拓朴设计,供应两个50%的互补的占空比。
高边开关和低边开关输出相位差180°,输出电压的调治用调制工作频率来获取。
两个开关的开启关断之间有一个固定的死区时间,以保证软开关及高频下可靠工作。
为使高边驱动采用高压电平位移的结构拥有600V耐压,用高压MOSFET取代了外面迅速二极管,IC设置的工作频率范围由外面元件调治。
起动时为防范失控的冲击电流,开关频率从设置的最大值开始逐渐衰减直到由控制环路给出的牢固状态,这个频率的搬动不是线性的,用来减小输出电压的过冲,做到更好的调治。
在轻载时,IC能够逼迫进入到控制为猝发模式工作,用以保持空载时的最低功耗。
IC的功能包括非锁定低边禁止输入以实现OCP,拥有频率搬动及延缓关断,尔后再自动重新起动。
更高水平的OCP在第一保护电平缺乏时可锁住IC以控制初级电流。
它结合了完满的对付过载及短路的保护,其他锁住禁止输入(DIS)能够很简单地改进OTP及OVP。
与PFC的接口处供应了PFC预调整器在故障时的使能端子,这些故障包括OCP,在猝发模式季节DIS为高电平。
L6599的内部方框电路如图1所示。
图1L6599HB-LLC控制IC的内部等效电路
L6599的16PIN功能以下:
1PINCSS软起动。
此端接一外面电容到GND,接一电阻到RF端(4PIN),它设置了最高振荡频率及频率搬动到恒定的时间,IC加一个内部开关能够在芯片每次关闭时将此电容放电
(Vcc 此时,ISEN端上的电压高出0.8V,尔后长远保存在0.75V以上。 8PINDELAY过流的延缓关断。 此后端接一电容及电阻到GND,设置IC关断前的过流最 大时间以及IC重起动此后的延缓,每个时段ISEN端电压高出0.8V时,电容就由内部150ua 电流源发生器来缓慢放电。 若是此端电压到达2V,软起动电容就完成放电,开关频率被推到最大值。 150uA电流源总保持开启,在此端电压高出3.5V时,IC即停止开关。 内部电流源也关断,此端电压衰减由外面电阻放电完成。 IC在其电压降至0.3V以下时重新软起动。 用此方法在短路条件下,变换器用特别低的平均输入功率间歇式工作。 3PINCF准时电容。 此后端接一电容到GND,用于内部电流发生器的充电及放电,用接到4PIN(RFmin)的外面网络调治此内部电流发生器,从而决定变换器的开关频率。 4PINRFmin最低振荡频率设置。 此端供应预置的2V基准,用一支电阻此后端接到GND,以决定设置最低频率的电流。 用调频的闭环反应调治变换器输出电压。 光耦的光电三极管通 文案大全 合用文档 过一支电阻接到此端,电阻值将设置最高工作频率。 一个R-C串联此后端接到GND,以设置从起动到牢固工作的频率搬动范围,并防范过冲。 5PINSTBY猝发模式工作阈值。 此端检测反应控制环的电压,并与内部1.25V基准比较,若是此端电压低于基准,IC即进入空载的状态。 其静态电流即减下来,芯片在此端电压高出 基准50mV后重新开起,软起动没有实行。 这个功能在负载降到几乎空载时完成猝发模式工作。 此负载水平可用接在光耦到RFmin端的电阻来调治.此端到RFmin在不使用猝发模式工作时可短接。 6PINISEN电流检测输入。 此端检测初级电流,可用一电阻或一电容分压器做无损检测,此输入无内部逐个周期式控制。 因此电压信号必定滤波以获取平均电流信息。 在其电压高出0.8V阈值时,软起动电容接到1PIN,内部放电,频率增加以限制功率经过分。 在输出短路 时,其平时凑近初级的恒定峰值电流,这个条件赞同由2PIN设置,令电流保持在建起值而无论频率的增加。 第二个比较器在1.5V基准时锁住器件令其关断,使耗资降到起动前水平。 尔后信息被锁住,必定到下一周期IC的电源电压使能,令其重新起动,闩锁被移去。 此时,Vcc端电压到达UVLO电压阈值以下。 假设此功能不用,将此端连接到GND。 7PINLINE线路检测输入。 此端用一电阻分压器接到高压输入总线端(AC或DC)作布朗输 出保护。 低于1.25V时关闭IC为低耗资,并放掉软起动电容的电荷。 在其电压高出1.25V时, IC重新使能做软起动,比较时供应一个电流滞后,内部15uA电流源发生器在其低于1.25V时工作,在其高于1.25V时关断。 此端要用一旁路电容到地,减少噪声搅乱。 此端上的电压上限由内部齐纳限制,齐纳激活时,IC也关断。 正常使用时,此端电压为1.25V~6V。 8PINDIS锁住器件关断。 在内部此端接到一个比较器,在其上电压高出1.85V时,将 IC关掉,并使功耗降到起动前的水平。 此信息被锁住后,必定重新给IC加电才能令其重新 软起动,在Vcc电压降到UVLO阈值以下时,此闭锁才被移去,假设不用要将此端接地。 9PINPFC_STOP漏极开路的PFC控制器级的ON/OFF控制,平时此端开路,用以停止PFC, 用于保护或猝发模式工作。 在IC被,,LINE>6V及关断时, 此端为低电平。 在DELAY上的电压高出2V时又回到开路状态,此时电压降到,在UVLO 期间它开路,若是不用它,此端悬空不接。 10PINGNDIC公共端。 低边栅驱动电流回程端及IC工作电流回流端,全部偏置元件回 GND端要各自独立,为星状接法。 11PINLVG低边栅驱动输出端。 驱动能力为源出0.8A漏入0.3A。 驱动半桥电路低边的 MOSFET,在UVLO时此端为低电平。 12PINVccIC供电端。 也是低边栅驱动电压,要0.1uF电容旁路到GND。 也可用一独立 偏置电压供IC的信号局部。 13PINNC高压隔断端。 此端内部不接电路,隔走开高压及低压局部。 14PINOUT半桥的高边驱动输出的地端,高边栅驱动电流的回流端子,PCB布局时小心, 防范因接线太长出现尖刺电压。 15PINHVG高边浮动的栅驱动输出端,可源出,漏入。 驱动半桥电路高边的MOSFET,用一电阻在内部接到14PIN,以保证在UVLO时此端不处于浮动状态。 16PINVBOOT高边栅驱动的浮动电源电压。 升压电容接于此端到14PIN之间,由内部同步升压二极管给其电平搬动,并送来驱动信号。 此专利的结构取代了平时外面加上的高压二 极管。 L6599的应用注意 L6599是一个先进的双端输出专用于谐振半桥拓朴的控制器,在此变换器中,半桥的高 边,低边两开关交替地导通和关断〔相位差180°〕,也即工作在各50%占空比,诚然实质占 空比即导通时间与开关周期之比略小于50%,其内部有一固定的死区时间TD,将其插在一个 MOSFET的关断与另一MOSFET的导通之间。 在此死区时间内,两只MOSFET都关断。 这个死区 时间可保证变换器正确工作,要保证明现软开关以及高频工作下的低EMI。 文案大全 合用文档 为了保证变换器的输出电压调整率,器件要能工作在不相同的模式下,各种工作模式取决于负载条件。 见图2。 图2L6599的多个工作模式 1,在重载,中载及轻载时,张弛振荡器产生一个对称的三角波,此时MOSFET的开关锁住,波形的频率与一电流相关,它去调制反应电路,结果由半桥驱动的槽路接受由反应环命令的 频率并保持输出牢固,于是它的工作频率取决于传输特色。 2,在猝发模式下,此时为空载或极轻负载,当负载降到此值以下时,变换器进入间歇式 工作,一些开关周期是在近似固定频率下工作,且由一些无效的周期间分开,两个MOSFET都处在关闭状态,随着负载进一步减小,会进入更长的无效周期,以减小平均开关频率。 当变 换器完满空载时,平均开关频率会降到几百赫兹,于是最小的磁化电流耗费随频率减下来,简单完成节能要求。 振荡器 振荡器在外面用一个电容CF调治,从3PIN接到GND,用接到4PIN的网络交替地充放电来定出,此端供应2V基准,有源出2mA电流能力,当源出更大电流时,会有更高频率,其方框电路见图3。 图3L6599的振荡器内外电路 在RFmin端的网络平时包括三个内容: 1,一个电阻RFmin接到此端与GND之间,它决定最低工作频率。 2,电阻RFmax,接于此端和光耦集电极之间〔其发射极接GND〕,光耦从二次侧传输反应信息,光电三极管将调制经过分支的电流,从而调制振荡器的频率,执行输出电压的调制,RFmax的值决定了半桥最高工作频率,此岁月电三极管处在饱合状态。 3,一个R-C串联电路〔Css+Rss〕接于此端到GND,用来设置起动时的频率搬动,注意在待机工作状态时,其奉献为0。 下面是最低及最高工作频率之间的数学关系表达式。 文案大全 合用文档 在CF定在几百pf或几nf区间后,RFmin和RFmax的值将按所选振荡器频率来决定,从最低频到最高频,在此频率范围内要能稳压。 不相同的选择准那么是在猝发模式工作时对RFmaz将有不相同的值。 在图4中,给出振荡波形与栅驱动信号之间的关系。 在半轿的开关结点处示出。 注意, 低边驱动开启时,振荡器三角波上斜,而高边驱动开启时或IC在猝发模式下开关时,低边 MOSFET先导通给升压电容充电,结果,升压电容总是在充电后才令高边MOSFET工作。 工作在空载或特别轻的负载下。 图4振荡器波形与栅驱动信号的关系 当谐振半桥在轻载或空载时,它的开关频率将到达最大值,为保持输出电压在此条件下仍受控,并防范丧失软开关,必定让有效的节余电流流过变压器的励磁电感,自然,此电流产生一些附加耗费,这防碍实现变换器在轻载下的低耗费。 为战胜此问题,L6599的设计使变换器间歇工作〔猝发式工作〕,用插入几个开关周期中给出悠闲的输出,令两功率MOSFET关断,这样平均开关频率就减下来了。 结果,实质磁化电流的平均值及相关耗费也减下来了,使变换器成为节约能源的介绍品。 器件用5PIN可使其工作在猝发模式下,若是加到此端的电压降到1.25V以下,IC将进 入悠闲状态,此时两个栅驱动输出都为低电平,振荡器停止工作,软起动电容Css保持在充 电状态,仅有RFmin端的2V基准留住以使IC有最低的耗资。 Vcc电容也放了电,IC将在此端电压高出1.25V的50mV以上时恢复工作。 执行猝发模式工作,加到STBY端的电压需要与反应环路相关,图5示出最简单的关系适于窄输入电压范围工作。 图5窄输入电压时的猝发工作模式图6宽输入电压时的猝发工作模式 实质上,RFmax由开关频率fmax定出,高出后L6599进入猝发模式工作,一旦fmax固 文案大全 合用文档 定,RFmax即可求出: 注意: 除非fmax在前面考虑,此处fmax是结合某些负载POUTB,在最小值时的状态,POUTB由变压器峰值磁化电流足够低,不能够产生音频噪声为决定。 谐振变换器的开关频率,还取决于输入电压。 因此对图5有较大输入电压范围的电路, POUTB的值将变化,要予以考虑。 在此情况,介绍如图6的安排。 变换器的输入电压到STBY端, 由于开关频率与输入电压的非线性关系,要更实质地找出校正RA/(RA+RB)的合适数值,这 需要少量改变POUTB的值,小心地选择RA+RB总值必定大于Rc,以减小对LINE端电压的影响。 无论如何,用此电路时,它的工作能够下描述。 由于负载降到POUTB值以下,频率会试图高出调整值fmax,STBY端上的电压也将低于1.25V,IC尔后停止两功率开关的驱动,于是半桥的两功率MOSFET处在关断状态,VSTBY电压会随反应结果而增加,能量传输停止。 在其电压升到1.30V时,IC重新开始开关。 此后,VSTBY将再变低,重复能量猝发,使IC停止工作。 以这种方法变换器即工作在猝发模式,且凑近一个恒定低频,随负载的进一步减小,会使频率 再减小,甚至达几百赫的水平,图7示出时序图,表示出其工作种类,示出最适用的信号,用一支小电容从STBY接到GND,仅靠IC放置,减小开关噪声,实现干净式工作。 图7L6599在不相同工作模式下的时序图 为帮助设计师满足节能要求,在PFC的功率因数校正局部,由于PFC预调整器当先于DC/DC变换器工作,器件赞同PFC预调整器在猝发模式工作时被关断,从而除掉PFC局部的功耗约0.5~1W,也因低频时EMI的调治要参照正常负载,因此变换器在空载及轻载时没有限制观察。 为做到这一点,器件供应9PIN作〔PFC_STOP〕开集电极输出,平时为开路,在IC工作于猝发模式的悠闲周期时,令其为低,此信号用于关断PFC控制器如图8所示。 L6559的UVLO端保持开路,以使PFC第一启动。 文案大全 合用文档 图8L6599关断PFC控制IC的电路 软起动 平时讲,软起的目的是为起动时逐渐增加变换器的功率能力,为防范过冲电流,在谐振变换器中,给出的功率取决于频率上下,因此软起动是采用让开关频率从高到达控制环路的限制值来做的,因此L6559变换器的软起动简单地加个RC串联电路从4PIN接到GND。 图9L6599的软起动内外电路 开始时,电容Css完满放电,因此串联电阻Rss与RFmin有效地并联,结果初始频率取决于Rss和RFmin,由于光耦的光电三极管此时关断,〔要等到输出电压建起反应后〕。 Css电容逐渐充电直到电压到达2V基准电压。 随之,经过Rss的电流降到0,典型为5倍的常数Rss*Css值。 此前,输出电压将紧靠牢固值,直到反应环工作,光耦的光电三极管 将决定此时负载下的工作频率。 在此频率摇动期间,工作频率将随Css电容的充电而衰减,开始时充电速率较快,随后充电速率逐渐慢下来。 这种频率非线性的变化,取决于槽路,它使变换器的功率能力随频率变化,但输出功率迅速地随其变化。 结果,随着频率线性涌动,平均输入电流是锯齿状增加,没有峰值出现,输出电压几乎没有过冲地到达牢固值。 典型Rss和CSS的选择基于下面的关系式: 此处,fstart介绍最少4倍于fmin,对Css合适的准那么是相当经验的成分,以及在有效的软起动和有效的OCP之间的折衷,参照图10的时序曲线。 电流检测OCP和OLP 谐振半桥根本上是电压型控制,因此电流检测输入仅作OCP保护用。 不象PWM控制的变换器,能量流是由初级开关的占空比控制的,在谐振半桥中,占空比 是固定的,能量流是由开关频率控制的,这也冲击着限流方法的实现。 此时,PWM控制的变换能量流能够用停止开关导通来限制,在检测出电流高出现有阈值即可限制。 而在谐振半桥 中,开关频率即振荡器频率必定增加才能迅速关闭开关,这最少要在下一个振荡周期才能看到频率的变化,这就是说必定有效地增加频率才能改变能量有效流动,频率改变速率必定比频率自己要慢。 这样,运行中意味着逐个周期式限流行不通,因此,初级电流的信息送到电流检测输入的信号必定是平均值的。 自然,平均的时间不能够太长,以防范初级电流到达或高出最大值。 图11和图12用一对电流检测表示出此特色。 电路图11是一个简单仅用一个检测电阻Rs即能够,但伤害了效率。 图12可更有效,可是在效率指标要求很高时才介绍使用。 文案大全 合用文档 图11用电流检测电阻的检测电路图12用并联电容检测过流的检测电路 器件供应电流检测电流输入端〔6PINISEN〕并给出过流管理系统,ISEN端内部接到第 一比较器的输入,比较参照电平为0.8V,第二比较器参照电平为,若是加到此端的外面 电压高出0.8V,那么第一比较器触发,使内部开关开启,并放掉Css电容的电荷,这会迅速增 加振荡器的频率,从而限制了能量的传输,放电直到ISEN端电压降下50mV,这样此平均时 间为10/fmin的范围,保证了有效频率的上升,在输出短路时,这个工作的结果凑近恒定峰值的初级电流。 平时,ISEN端的电压可过冲到,自然若是ISEN端电压到达1.5V时,第二比较器将被触发,L6599将关断,并锁住两个输出驱动及令PFC_STOP端变低电平,因此关断了整个系统,IC的电源电压必定拉到UVLO以下,等到再次升到起动电平以上时,才能再起动,若是软起动电容Css太大即可能出现,因此它的放电不能够足够快,或在变压器磁化电感饱合时或 在二次侧整流短路时才出现。 在图11的电路中,检测电阻Rs串在低边MOSFET的源极到GND。 注意实质连接的谐振电 容处,用此方法,Rs上的电压就与高边MOSFET中流过的电流相关了,在多数开关周期中都 是正的。 除非谐振电流在低边MOSFET反转的时段,但此时低边MOSFET已关断,假设RC滤波 时间常数最少10倍于最小的开关频率fmin时段,那么Rs的近似值可用下式表示: 此处,Icrpkx是最大的流过谐振电容和变压器初级绕组的峰值电流,相应也是最低输入电压及最大负载下的电流。 图12的电路能够工作在两个不相同的方法,若是电阻RA与CA相串联,且数值较小,那么电路工作象一个电容性电流分压器,CA典型选在RR/100或少一些,要用低耗费型,检测电阻RB用下式计算: CB将按RB*CB为10/fmin来选择。 若是电阻RA与CA相串时不是很小,电路的工作象一个超出谐振电容Cr的纹波电压分压 器,在运行中与经过Cr作用的电流相关,再有CA也将典型无择等于CR/100或更少一些,这 个时段不用是低耗费型的,这时的RB为: 此处,CA(XCA)和CR(XCr)在这个频率条件下计算,即IcrpK=IcrpKxCB将成为RB*CB,其范围为10/fmin。 无论如何,电路进入合用,Rs或RB的计算值都要考虑第一个剪切值,在经验的基础上加以调整。 文案大全 合用文档 在过载或输出短路时,OCP在限制初级以次级能量流上是有效的,但经过二次绕组及整 流元件的输出电流在此条件下可能比较高。 若是连续出现此现象的话,会危机变换器的安全。 为防范其在任何此条件下产生的危险,平时逼迫变换器间歇式工作。 为了带来平均输出电流值给变压器及整流元件的热应力,这可较简单地掌握。 用L6599的设计师,可调治外面最大时间TSH,即变换器赞同过载运行或在短路下运行的时间,过载或短路时间必定小于TSH,这段时间内不会有任何动作,因此供应给系统拥有免除短期征兆期的功能。 若是TSH高出过载保护(OLP)的过程被激活,将关闭器件。 在连续过载/短路的情况下,将用一个用户定义占空比的方法连续中断工作。 图10软起动和过流时的波形和时序图 这个功能与2PIN〔DELAY〕相关,借助电容Cdelay,及并联电阻Rdelay接到GND,由于ISEN端电压高出0.8V,第一级OCP比较器动作,Css放电,接通内部电流发生器。 它源出150uA电流〔从DELAY端〕并给Cdelay充电,在过载/短路期间,OCP比较器及内部电流源迅速地 激活,且Cdelay将用平均电流充电。 它取决于电流检测滤波器电路的时间常数。 Css上的谐振电路的特色。 由于Rdelay的放电可忽略不计,考虑时间常数将典型地很长。 这个工作将到来,而且直到Cdelay上的电压到达2V,它定义了时间TSH,TSH到Cdelay没有简单的关系,这样它实质上由Cdelay依照经验决定。 作为运行指示,在Cdelay=1uf时,TSH将是100ms。 一旦Cdelay充电到2V,内部开关将Css放电,逼迫连续为低电平,不去管OCP比较器的输出,150uA电流源连续导通,直到Cdelay上的电压到达3.5V,此时段为TMP。 对TMP以ms表示,Cdelay以uf表示,在此期间L6599运行在凑近fstart的频率上,以便减小谐振电路内部的能量,随着Cdelay上电压到达,器件停止开关,PFC_STOP端拉到低电平,还有内部发生器也关断,因此Cdelay慢慢地由Rdelay放电,IC在Cdelay电压低于0.3V时再次重新起动,Tstop为: 图10给出工作的时序图。 注意,若是在Tstop期间,L6599Vcc上的电压降到UVLO阈值以下,IC会保持记忆,而在Vcc高出起动阈值后,不再马上重新起动。 若是V(delay)仍高于,还有PFC_STOP端停在低电平的时间会如V(delay)相同长地大于0.3V。 注意,在过载时间小于TSH的情况下,TSH的值在下一次过载时会变得较低。 锁死关断 文案大全 合用文档 器件装备一个比较器,其有一同相端引出,接于8PIN(DIS),内部的反相输入端接于 1.85V的基准,随着此端电压高出内部阈值,IC会马上关断,其功率耗资减到一个低值,锁 死信息必定让Vcc端电压降到UVLO阈值以下,这样才能复位锁住,并重新起动IC。 这个功能用于执行过热保护,从外面基准电压用一分压器接在此端作偏置,上部电阻为 NTC,令其凑近发热元件,如MOSFET,也许二次侧的二极管或变压器。 OVP也能够用它来执行,用检测输出电压或经光耦传输一个过压条件即可。 线路检测功能 此功能基于停止IC。 随着输入电压到变换器时降到低于规定范围,让它在电压返回时重 新起动,检测电压可是整流滤波的主电压。 在此情况,即作为布朗输出保护。 也能够用PFC 预调治器的输出电压保护,此功能遵从于POWER-ON及POWER-OFF功能。 L6599在输入欠压时关断。 此是用内部比较器完成,如图13所示,其同相输入端为 7PIN(LINE),比较器反相端内部接于。 若是LINE端电压低于内部基准,在此条件下,软起动即被禁止,PFC_STOP端开路,IC功率耗资减下来,PWM工作重新使能状态要在此端电压高于。 比较器用一个电流滞插入形成比较器的电压窗口。 在LINE端上电压低于基准时,内部1uA电流漏被激活翻开,假设电压高于基准,即关断。 这种方式供应一个附加的自由 度,使设置ON阈值及OFF阈值成为可能,选择合适的外面电阻分压网络即能够实现。 图13线路电压检测功能电路及工作波形 参照图1
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