较大功率直流电机驱动电路的设计方案.docx

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较大功率直流电机驱动电路的设计方案

较大功率直流电机驱动电路的设计方案

1引言

直流电机具有优良的调速特性，调速平滑、方便、调速范围广，过载能力强，可以

实现频繁的无级快速启动、制动和反转，能满足生产过程中自动化系统各种不同的特殊运

行要求，因此在工业领域，直流电机得到了广泛的应用。

许多公司推出了直流电机专用驱动芯片，但这些芯片多数只适合小功率直流电机，对

于大功率直流电机的驱动，其集成芯片价格昂贵。

基于此，本文详细分析和探讨了较大

功率直流电机驱动电路设计中可能出现的各种问题，有针对性设计和实现了一款基于

25D60-24A的直流电机驱动电路。

该电路驱动功率大，抗干扰能力强，具有广泛的应用

前景。

2H桥功率驱动电路的设计

在直流电机中，可以采用GTR集电极输出型和射极输出性驱动电路实现电机的驱动，

但是它们都属于不可逆变速，其电流不能反向，无制动能力，也不能反向驱动，电机只

能单方向旋转，因此这种驱动电路受到了很大的限制。

对于可逆变速，H桥型互补对称式

驱动电路使用最为广泛。

可逆驱动允许电流反向，可以实现直流电机的四象限运行，有效

实现电机的正、反转。

而电机速度的主要有三种，调节电枢、减弱励磁磁通、改变电枢回

路电阻。

三种方法各有优缺点，改变电枢回路电阻只能实现有级调速，减弱磁通虽然能

实现平滑调速，但这种方法的调速范围不大，一般都是配合变压调速使用。

因此在直流

调速系统中，都是以变压调速为主，通过PWM（PulseWidth?

dulation）信号占空比的调节

改变电枢的大小，从而实现电机的平滑调速。

H桥驱动原理

要电机的正反转，需要给电机提供正反向，这就需要四路开关去控制电机两个输入端

的。

当开关S1和S4闭合时，电流从电机左端流向电机的右端，电机沿一个方向旋转；

当开关S2和S3闭合时，电流从电机右端流向电机左端，电机沿另一个方向旋转，H桥

驱动原理等效电路图如图1所示。

图1H桥驱动原理电路图

开关器件的选择及H桥电路设计

常用的电子开关器件有继电器，三极管，MOS管，IGBT等。

普通继电器属机械器

件，开关次数有限，开关速度比较慢。

而且继电器内部为感性负载，对电路的干扰比较

大。

但继电器可以把控制部分与被控制部分分开，实现由小信号控制大信号，高压控制

中经常会用到继电器。

三极管属于电流驱动型器件，设基极电流为IB,集电极电流为IC,

三极管的放大系数为如果，IB*3>=IC,则三极管处于饱和状态，可以当作开关使用。

要使三极管处于开关状态，IB=IC/3,三极管驱动管的电流跟三极管输出端的电流成正

比，如果三极管输出端电流比较大，对三极管驱动端的要求也比较高。

MOS管属于驱动

型器件，对于NMOS来说，只要栅极高于源极电压即可实现NMOS的饱和导通，MOS管开

启与关断的能量损失仅是对栅极和源极之间的寄生电容的充放电，对MOSt驱动端要求不

高。

同时MOS端可以做到很大的电流输出，因此一般用于需要大电流的场所。

IGBT则

是结合了三极管和MOS管的优点制造的器件，一般用于200V以上的情况。

在本设计中，电机工作电流为，工作电压24V,电机驱动的控制端为51系列单片机，

最大灌电流为30mA.因此采用MOSf作为H桥的开关器件。

MOS管又有NMO豹PMOS>分，两种管子的制造工艺不同，控制方法也不同。

NMOS导通要求栅极电压大于源极电压

（10V-15V）,而PMOS的导通要求栅极电压小于源极电压（10V-15V）。

在本设计中，采用

24V单电源供电，采用NMOS管的通断控制的接线如图2所示，只要G极电压在10-15V的范围内，NMOS即可饱和导通，G极电压为0时，NMOS管关断。

VCC时

采用PMOS管实现通断控制时，其接线如图3所示，G极电压等于电源电压

PMOS关断。

图3PMOS接线图

10V15V时，要使PMOS导通则G极电压为VCC-15V.PMOS的导通与关断，是在电源

电压VCC与VCC-15V之间切换，当电源电压VCC较大时控制不方便。

比较图2图3可

知：

NMOS位于负载的下方，而PMOS位于负载的上方，用NMOS和PMOS,替换掉图1中

的开关，就可以组成由MOS管组成的H桥，如图4所示。

图4PMOS和NMOS管构成的H桥

Q1和Q4导通，电机沿一个方向旋转，Q2和Q3导通电机沿另一个方向旋转。

在本

系统中，电机的工作电压为24V,即电源电压为24V,则要控制H桥的上管（PMOS导通和

关断的电压分别为24V-15V=9V和24V,而对于下管（NMOS来说，导通与关断电压分别为15V和0V,要想同时打开与关断上、下两管，所用的控制电路比较复杂。

而且，相同工

艺做出的PMOS要比NMOS的工作电流小，PMOS的成本高。

分别用PMOS和NMOS做上管与下管，电路的对称性不好。

由于上述问题，在构建H桥的时候仅采用NMOS作为功率

开关器件。

用NMOS搭建出的H桥如图5所示：

必FT”

图5NMOS管构成的H桥

图5NMOS管组成的H桥中，首先分析由Q1和Q4组成的通路，当Q1和Q4关断时，A点的电位处于”悬浮”状态（不确定电位为多少）（Q2和Q3也关断）。

在打开Q4之前，先打开Q1,给Q1的G极15V的电压，由于A点”悬浮”状态，则A点可以是任何电平，这

样可能导致Q1打开失败；在打开Q4之后，尝试打开Q1,在Q1打开之前，A点为低电位，给Q1的G极加上15V电压，Q1打开，由于Q1饱和导通，A点的电平等于电源电压（本系统中电源电压为24V），此时Q1的G极电压小于Q1的S极电压，Q1关断，Q1打开失败。

Q2和Q3的情况与Q1和Q4相似。

要打开由NMOS构成的H桥的上管，必须处理好A点（也就是上管的S极）"悬浮”的问题。

由于NMOS勺S极一般接地，被称为”浮地".要使上管NMOS打开，必须使上管的G极相对于浮地有10-15V的电压差，这就需要采用升压电路。

H桥

在H桥的驱动中，除了考虑上管的升压电路外，还要考虑到在H桥同臂的上管和下管

（如图5中的Q1和Q3）不能同时导通。

如果上管和下管同时导通，相当于从电源到地短

路，可能会烧毁MOS管或电源，即使很短时间的短路现象也会造成MOS的发热。

在功率

控制中一般采用在两次状态转变中插入”死区”的方法来防止瞬时的短路。

在选择H桥的时

候最好满足上述两种逻辑条件，又用足够大的驱动电流来驱动NMOS

本系统中采用IR2103作为NMOS?

IR2103内部集成升压电路，外部仅需要一个自举

电容和一个自举二极管即可完成自举升压。

IR2103内部集成死区升成器，可以在每次状

态转换时插入"死区",同时可以保证上、下两管的状态相反。

IR2103和NMOS组成的H桥半桥电路如下图6所示：

图6IR2103和NMOS管构成的H桥半桥电路

由IR2103的应用手册中得知自举电容选择取决于以下几个因素：

门电压，2.用于高端驱动电路的IQBS-静态电流，3.电平转换器的内部电流，4.MGT栅-源正向漏电流，5.自举电容漏电流。

其中因素5仅与自举电容是电解电容时有关，如果采用其他类型的电容，则可以忽略。

最小自举电容值可以通过以下公式

（1）计算得到：

1.要求增强MGT的

亍0+工砂（max）十0+「血（賦）

c>

其中：

Qg=高端FET的门电荷，f=工作，ICbs（leak）=自举电容漏电流，

（max）=最大VBS静态电流，VCC=逻辑电路部分的电压源，Vf=自举二极管的正向压

降，VLS=低端FET或者负载上的压降，

个周期的电平转换所需要的电荷

Iqbs

VCC=逻辑电路部分的电压源，

VMin=VB与VS之间的最小电压，Qls=每

（对于500V/600VMGD来说，通常为5nC,而1200VMGD

为20nC。

图中D1为自举二极管，

和IR2103的工作密切相关，

影响。

自举二极管要承受系统所有的电压，

C4为自举电容。

并不是电容的值越大就越好，

电容取值越大工作越低。

电容的漏电流对系统的性能有很大

电容的取值

自举二极管的前向压降也影响着自举电容的选

择，同时自举二极管的开关速度也直接影响系统的工作,示波器获得自举电路升压波形如下图7所示：

般选用超快恢复二极管。

图7自举电路升压波形

图中B部分为自举升压后VB端的电压，图中A部分是由于在上管关断的过程中，由

于下管中的寄生二极管，会产后续流，使VS端产生负电压，从而使电容过充。

要削弱

电容的过充可采用以上的自举电容，同时可以在地与VS端加入续流二极管。

如下图所

U2

VCC

VB

HIN

HO

丽

VS

COM

LO

<—

7

「6

丄

L

图中D2即为续流二极管,举电容过充现象越不明显，

图8在IR2103中加入续流二极管电路。

续流二极管采用普通二极管即可，但VS电压恢复越快，自

由于和？

栅极之间的引线、

本系统采用1N4148作为续流二极管。

地回路的引线等所产生的电感，以及IC和FET内部的寄生

电感，在开启时会在？

栅极出现振铃，一方面增加？

的开关损耗，同时EMC方面不好控制。

在?

的栅极和驱动IC的输出之间串联一个电阻（如图9中B所示）。

这个电阻称为"栅极

电阻",其作用是调节？

的开关速度，减少栅极出现的振铃现象，减小EMI,也可以对栅极电容充放电起限流作用。

该电阻的引入减慢了MOS管的开关速度，但却能减少EMI,使栅极稳定。

图9消除振铃电路。

MOS管的关断时间要比开启时间慢（开启充电，关断放电），因此就要改变MOS管的关断速度，可以在栅极电阻上反向并联一个二极管（如图9中A所示），当MOS管关断时，

二极管导通，将栅极电阻短路从而减少放电时间。

由于VS端可能出现负电压，在VS端

串入一个合适的电阻，可以在产生负电压时起到限流作用，针对负载电机为感性器件，在

H桥的输出端并一个小电容，并在局部供电部分加一个去藕电容十分必要。

其电路如下图

所示：

图10限流去耦电路。

图中C7为局部去藕电容，可以取100uF,C6为输出电容，根据负载取值。

由于采

用电容式自举电路，电容在工作的过程中会自行放电，所以PWM波的占空比接近100%但

不能达到100%.但这不影响电机的正常工作，因为电机本身固有的特性，电机有一个较

小的饱和区，即或占空比增大，其转速也不会有明显的变化。

因此上述电路完全满足工

作的需要。

3硬件测试

为了对性能进行测试，选用25D60-24V的直流电机进行闭环控制控制，电机的额定

功率为60W,额定转速为2800rpm,额定电压为24V,额定电流为.其电机的最高转速可达2910rpm,电机启动的最低转速为44rpm,堵转时无明显发热现象。

为了测试电路工作的稳

定性，连续三天电机工作8小时以上，电路的发热较小；为了测试电路的抗冲击，抗干扰能力，系统在开与关之间连续进行多次切换，电路工作没有出现任何故障；另外系统在

突然增加负载的情况下也能正常工作。

因此完全满足驱动的需要，而且设计过程中，为

防止启动和制动电流的骤然升高，电路有较大的电流冗余，电路中最高电流可以达到8A,

有效地保证了电路工作的稳定性，并具有很强的抗干扰能力。

4结论

本文设计并实现了一种较大功率直流电机驱动电路，从器件的选择到系统的实现，详

细分析和探讨了电路设计过程中可能出现的各种问题，并通过理论计算和工程实践解决上

述问题。

该电路鲁棒性强，实用性广，尤其适合驱动较大功率的直流电机。