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一款小功率光伏并网逆变器控制设计方案

基于一款小功率光伏并网逆变器控制的设计方案

2013-11-2916:

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引言

21世纪，人类将面临着实现经济和社会可持续发展的重大挑战。

在有限资源和保护环境的双重制约下能源问题将更加突出，这主要体现在：

①能源短缺;②环境污染;③温室效应。

因此，人类在解决能源问题，实现可持续发展时，只能依靠科技进步，大规模地开发利用可再生洁净能源。

太阳能具有储量大、普遍存在、利用经济、清洁环保等优点，因此太阳能的利用越来越受到人们的广泛重视，成为理想的替代能源。

文中阐述的功率为200W太阳能光伏并网逆变器，将太阳能电池板产生的直流电直接转换为220V/50Hz的工频正弦交流电输出至电网。

系统工作原理及其控制方案

1光伏并网逆变器电路原理

太阳能光伏并网逆变器的主电路原理图如图1所示。

在本系统中，太阳能电池板输出的额定电压为62V的直流电，通过DC/DC变换器被转换为400V直流电，接着经过DC/AC逆变后就得到220V/50Hz的交流电。

系统保证并网逆变器输出的220V/50Hz正弦电流与电网的相电压同步。

图1电路原理框图

系统控制方案

图2主电路拓扑图

图2为光伏并网逆变器的主电路拓扑图，此系统由前级的DC/DC变换器和后级的DC/AC逆变器组成。

DC/DC变换器的逆变电路可选择的型式有半桥式、全桥式、推挽式。

考虑到输入电压较低，如采用半桥式则开关管电流变大，而采用全桥式则控制复杂、开关管功耗增大，因此这里采用推挽式电路。

DC/DC变换器由推挽逆变电路、高频变压器、整流电路和滤波电感构成，它将太阳能电池板输出的62V的直流电压转换成400V的直流电压。

DC/AC逆变器的主电路采用全桥式结构，由4个MOS管（该管内部寄生了反并联的二极管）构成，它将400V的直流电转换成为220V/50Hz的工频交流电。

1、DC/DC变换器控制方案

图3DC/DC变换器的控制框图

DC/DC变换器的控制框图如图3所示。

控制电路是以集成电路SG3525为核心，由SG3525输出的两路50kHz的驱动信号，经门极驱动电路加在推挽电路开关管Q1和Q2的门极上。

为保持DC/DC变换器输出电压的稳定，将检测到的输出电压与指令电压进行比较，该误差电压经PI调节器后控制SG3525输出驱动信号的占空比。

该控制电路还具有限制输出过流过压的保护功能。

当检测到DC/DC变换器输出电流过大时，SG3525将减小门极脉冲的宽度，降低输出电压，进而降低了输出电流。

当输出电压过高时，会停止DC/DC变换器的工作。

由于推挽式电路容易因直流偏磁导致变压器饱和，因此，推挽式电路的设计难点在于如何防止变压器的磁饱和。

在本电路中，除了注意电路的对称性之外，还设计了磁饱和检测电路，当流经推挽电路的两个支路电流失衡时，就会启动SG3525的软启动功能，使DC/DC变换器重新启动，变压器得以复位。

图4偏磁检测电路

偏磁检测电路如图4所示。

图中只画出了磁环的副边。

原边两个线圈接在主电路的变压器原边的两个绕组上，流过两个线圈中的电流方向要相反。

当变压器发生偏磁时，某一方向的电流异常大，通过电流互感器检测，可在互感器的输出电阻R1上产生一个电压，如果该电压足够大，可以使稳压二极管D5导通，在电位器上产生压降，将电位器的值调到合适的阻值，使电位器上的压降大于三极管的门限电压，使三极管导通，接在芯片SG3525的脚8与地之间的电容放电，然后SG3525中的恒流源对它充电，SG3525重新启动，从而使变压器磁心复位。

2、DC/AC逆变器控制方案

图5DC/AC逆变器的控制框图

DC/AC逆变器是光伏并网的重点和难点，因此以下将着重阐述该部分。

DC/AC逆变器控制框图如图5所示。

核心控制芯片采用了TI公司的TMS320F240。

尽管单片机也能实现并网逆变器的脉宽调制，但是DSP实时处理能力更强大，因此可以保证系统有更高的开关工作频率。

从图5可以清楚看出系统输入和输出信号的情况。

3、输出功率优化控制方案

在静态情况下，当并网逆变器与太阳能电池相连时，并网逆变器可等效为太阳能电池的负载电阻。

当光强λ和温度T变化时，太阳能电池输出的端电压将会随之发生变化。

为了有效地利用太阳能，应使太阳能电池的输出始终处于适当的工作点。

因此，控制方案要求当太阳能电池的电压升高时，可以增大它的输出功率;反之就降低它的输出功率。

图6DSP的控制方案

DSP的控制方案如图6所示，参考电压和太阳能电池的实际电压相比较后，其误差经过PI调节，将得到的电流指令（直流量）IREF与ROM里的正弦表值相乘，就得到交变的输出电流指令iref，再将它与实际的输出电流值比较后，其误差经过比例（P）环节，将所得到的指令取反，与采集到的交流侧电压Us相加后，所得到的波形再与三角波比较，就产生4路PWM调制信号（三角波的频率为20kHz）。

4、交流侧电压Us的检测

将同步变压器副边的同步信号，滤波、整流，就可以得到比较稳定的直流电，将其送到DSP的A/D转换口。

由于最后得到的直流电压与电网电压有一个比较稳定的关系，因此，就比较容易换算Us的值了。

图7Us的整流电路

由于涉及到共地的问题，因此，采用了运算放大器的全波精密整流电路，如图7所示。

5、电流指令的同步

并网时要求逆变器输出的正弦波电流与电网电压同频、同相。

首先，将电网电压信号经过滤波整形为同步方波信号，再将其输入到TMS320F240的外部中断口XINT1，目的是为了捕捉电网电压的过零信号。

如图8所示，电网电压正弦波，经过整形后就得到了方波。

图8同步信号波形

当DSP检测到过零信号的上跳沿时，便触发同步中断，以此时间点作为基准给定正弦波信号时间起点，也就是正弦表指针复位到零;每当T1下溢中断（PWM实时控制）时，正弦表指针便加1，并从正弦表中取值。

一个周期的单位正弦波数据被分成了400个点采用表的形式存放在存储器中。

由于同步信号比较容易受到谐波和尖峰电压的干扰，因此在进入同步中断后可以先做一个延时，判断外部中断脚XINT1是否仍然是高电平，如果是高电平，就执行中断程序，否则就从中断程序跳出。

从图6的控制方案可看出，IREF与正弦表中数据相乘后，便形成了幅值可调的正弦波的电流给定信号，然后，再实时比较电流给定值，经过P环节后，所得信号反相后，与采集到的交流侧电网电压信号Us相加，所得波形与三角波比较，就产生了PWM波，控制桥臂的通断。

总之，输出电流和电网电压的同频、同相的要求是通过电流跟踪控制实现的。

6、PWM脉宽调制波的产生

PWM波的产生是通过TMS320F240的全比较单元输出的，频率为20kHz。

从图6可知，调制脉冲的产生是通过将电流指令值与实际电流值比较后，经过P环节，所得到的波形与三角波（频率为20kHz）比较后获得的。

因此MOS管Q3、Q4、Q5、Q6（见图2）脉冲的产生时刻可以从图8得出，参照正弦波与三角波调制，两者相交决定了PWM的脉冲时刻。

实际由采样的波形（实际上是阶梯波）与三角波相交，由交点得出脉冲宽度。

本系统是在三角波的底点位置对波形进行采样而形成的阶梯波。

此阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽在一个采样周期内的位置是对称的，如图9所示。

图9正弦脉宽调制波形

图9（a）正弦波B与三角波的交点决定了Q3的导通时刻;正弦波A与三角波的交点决定了Q5的导通时刻。

图9（b）为Q3的脉冲示意图，同一桥臂上Q3与Q4的脉冲是互补的。

图9（c）为Q5的脉冲示意图，同一桥臂上Q5与Q6的脉冲是互补的。

7、TMS320F240软件控制流程

图10软件流程图

这部分的软件主要分成4块，即主程序，T1下溢中断，T2下溢中断和同步中断。

流程图如图10所示。

T1下溢中断每50μs发生一次，程序主要用来生成PWM波;T2下溢中断每10ms发生一次，程序主要用来产生电流指令；同步中断大约每20ms（网压周期）发生一次。

8、系统保护

本系统设计有直流侧过压、欠压，交流侧过流，过热等多种保护。

当出现太阳能电池板的输出电压过压、欠压故障的时候，由TMS320F240向SG3525发出一个信号，封锁DC/DC的脉冲，使其停止工作，当检测到直流电压恢复正常时，DC/DC又自动复位开始工作；当出现交流过流、过热故障时，程序进入中断服务子程序，封锁所有驱动信号。

当故障排除后，手动复位，系统重新启动。

主要元器件选择与实验波形

推挽式电路MOS管选用的是IRFP350（耐压400V，漏源额定电流为16A）。

桥式逆变电路MOS管选用的是IRFPC40（耐压600V，漏源额定电流为6.8A）。

DC/DC滤波电感L1选用1.2mH，DC/AC滤波电感L2选用33.4mH。

结语

本文阐述了一种小功率光伏并网逆变器的控制系统。

DC/DC控制器的拓扑结构采用推挽式电路，是用芯片SG3525来控制的，该电路有效地防止了偏磁;DC/AC逆变器为全桥逆变电路，是用DSP来控制的，由于DSP的运算速度比较高，因此逆变器的输出电流能够很好地跟踪电网电压波形。

该光伏并网逆变器控制方案的有效性在实验室得到验证。

该控制系统能确保逆变电源的输出功率因数接近1，输出电流为正弦波形。

利用LLC谐振电路隔离的光伏并网逆变器设计

2013-11-2914:

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本文提出了一种利用LLC谐振电路进行隔离的高频光伏并网逆变器设计方案，将隔离型和非隔离型光伏并网逆变器的优点结合到一起，既减轻了重量、缩小了体积、降低了成本，又提高了电能质量和安全性。

而且由于使用LLC谐振电路能够实现DC-DC级功率器件的软开关，可以大大降低功率器件的开关损耗，因此能显着提高整个系统的转换效率和器件的使用寿命。

1光伏并网逆变器结构及基本原理

1.1系统设计结构

采用LLC隔离的光伏并网逆变器结构如图1所示，它包括DC-DC直流升压级和DC-AC逆变级两级结构，前级负责对太阳能电池阵列传送过来的直流电进行升压和最大功率跟踪，后级负责对前级传送过来的直流电进行逆变，最后经过滤波电路后进行并网。

1.2工作原理

光伏并网逆变器通过使功率器件有规律的开通、关断来控制电能的传输，功率器件的开通关断采用脉冲宽度调制（PWM）方式来控制。

太阳能电池产生的直流电首先送给DC-DC电路，DC-DC级执行最大功率点跟踪（MPPT）算法，使太阳能电池始终工作在最大功率点。

经过最大功率点跟踪控制后DC-DC电路将太阳能电池的电能进行升压变成适合DC-AC级的直流电，然后送到DC-AC级将直流电变换成交流电。

控制器对采样电路采取的电网电压或电流相位进行跟踪计算，然后通过调节DC-DC级功率器件开关使逆变器的输出电流与电网电压同频同相，最后通过输出滤波电路或隔离变压器将电能输送到电网。

本文DC-DC级输入200~300V,输出400V直流电压，输出功率500W,满载时功率因数不低于94%.DC-AC级输入直流电压400V,功率等级600W,功率因数为1。

2LLC电路分析

本文采用LLC谐振电路代替工频变压器进行隔离，这是跟传统光伏并网逆变器所不同的地方，也是其优点所在。

传统工频隔离变压器体积大、笨重、成本高，采用LLC谐振电路进行隔离可以大大缩小逆变系统的体积，提高效率和功率密度。

LLC谐振电路是在传统的串联谐振电路基础上，将变压器励磁电感Lm串联在谐振回路中，构成一个LLC谐振电路。

相比传统的串联谐振电路，由于增加了一个谐振电感，使得电路谐振频率降低，无需使用额外辅助网络就可以实现全负载范围内的开关管零电压开关;其次，变压器副边整流二极管可以有条件的工作在零电压关断，减小了二极管反向恢复所产生的损耗；而且其适合工作在宽的电压输入范围下，输入电压越高，效率越高，在工作点最优时可获得97%的转换效率。

本文采用了一个半桥LLC串联谐振电路，如图2所示。

半桥LLC串联谐振电路包含输入电容C1、C2,MOSFETQ1、Q2,谐振电感Lr,谐振电容Cr,变压器T1,输出整流二极管D1~D4和输出电容C3。

由于增加了一个谐振电感，LLC谐振电路具有两个谐振频率，一个是谐振电感Lr和谐振电容Cr的谐振频率fr,另一个是Lm加上Lr与Cr的谐振频率fm，计算公式如下：

在串联谐振电路中，工作频率fs高于fr时才能保证开关管工作在ZVS状态，而在LLC电路中，只要保证fs高于fm就能实现开关管的ZVS.下面对它的工作过程进行简单分析。

LLC电路根据开关频率范围可以分为四种模式，本文只讨论fr>fs>fm模式下的工作原理，一个开关周期内整个工作过程如下所述，工作波形如图3所示，PS1,PS2分别为Q1,Q2的驱动脉冲波形：

[t0-t1]阶段：

t0时刻谐振电流为负，Q1体二极管导通，Q1两端电压钳位在0,此时让Q1导通为零电压导通。

能量从电源正极流向C1,C2中点，Lr,Cr谐振，谐振电流ILr经过开关管Q1并以正弦形式逐渐上升，流过变压器原边的电流IT1为谐振电流ILr与励磁电流ILm之差，变压器原边电压极性上正下负，副边极性也为上正下负，因此D1、D4自然导通，变压器原边电压被钳位在nVo（n为变压器变比），励磁电流线性上升。

经过半个周期谐165现代电子技术2013年第36卷振时Q1仍处于导通状态。

半个周期之后谐振电流开始减小，励磁电流继续线性上升，t1时刻谐振电流与励磁电流相等。

[t1-t2]阶段：

t1时刻谐振电流ILr等于励磁电流ILm,变压器原边电压为0,副边电压也为0,副边整流二极管全部截止，原边不再向副边提供能量，励磁电感Lm开始参与谐振。

由于Lm要比Lr大很多，LLC谐振周期明显变长，所以谐振电流基本不变。

t2时刻Q1关断。

[t2-t3]阶段：

t2时刻Q1关断，此时Q2也处于关断状态，电路进入死区时间。

谐振电流ILr对Q2的结电容放电，当它的电压降到0时，体二极管导通，变压器原边绕组极性变为上负下正，副边整流二极管D2、D3自然导通，励磁电感Lm电压被输出电压钳位，不再参与谐振。

谐振电流开始以2πLrCr为周期程正弦规律减小，励磁电流线性减小。

t3时刻Q2零电压开通。

[t3-t4]阶段：

t3时刻Q2零电压开通，与第一阶段类似，Lr、Cr谐振，谐振电流以正弦形式减小，励磁电流线性减小。

t4时刻谐振电流等于励磁电流。

[t4-t5]阶段：

t4时刻开始变压器原边电压为0,副边整流二极管全部截止，原边不再向副边提供能量，励磁电感不再被输出电压钳位，开始参与谐振。

LLC谐振电流基本不变。

[t5-t6]阶段：

与[t2-t3]阶段类似，电路进入死区时间，Q1、Q2全部关断，谐振电流ILr对Q1的结电容充电，当它的电压等于电源电压时，体二极管导通，变压器原边绕组极性上正下负，副边整流二极管D1、D4自然导通，励磁电感Lm电压被输出电压钳位，不再参与谐振。

谐振电流开始以2πLrCr为周期程正弦规律增大，励磁电流线性增大。

t6时刻Q1零电压开通，开始进入下一个周期。

在[t1-t2]阶段和[t4-t5]阶段，假设谐振电流不变，设为Im,则输出电压Uo可表示为：

式中：

Ui为输入电压;T为开关周期;Ts为Lr和Cr谐振时的谐振周期。

从式中可以看出，当T=Ts即fr=fs时这种情况下[t1-t2]阶段和[t4-t5]阶段将不存在，谐振电流是纯粹的正弦波，副边整流电路输出电流临界连续，均方根值最小，开关管导通损耗最小，电路效率最高[8].所以，当LLC电路工作在谐振频率时，效率最高。

本文中LLC电路的主要作用就是隔离，在保证隔离的基础上要使效率最高，因此本文中使开关管的开关频率等于谐振频率。

3最大功率点跟踪控制策略

3.1最大功率跟踪基本原理

太阳能电池是一种非线性直流电源，它的输出受太阳光照条件的和温度等环境影响非常大。

在一定太阳照度和一定结温的条件下，当光伏电池的端电压（电流）发生变化时，其工作点也会沿着曲线变化。

但是，一定会存在一个点，使得太阳能电池输出的功率最大。

这一点就被称为最大功率点，寻找这一最大功率点的技术就被称为最大功率跟踪技术（MaximumPowerPointTrack-ing,MPPT）。

在常规的线性系统电气设备中，为了获得最大功率需要使负载的电阻等于电源内阻。

但太阳能电池是一个非线性电源，它的内阻受环境影响而不断变化，为了进行负载电阻匹配从而获得最大功率，就需要不断调整负载阻值。

DC-DC变换器的等效电阻跟开关管的工作状态有关，因此可以通过调节它的占空比来改变它的等效电阻，使它的等效阻值一直等于太阳能电池的内阻，这样就可以使太阳能电池一直工作在最大功率点。

这就是光伏并网逆变器最大功率跟踪的基本原理。

3.2最大功率跟踪算法

目前常用的最大功率跟踪算法主要有恒定电压跟踪法、扰动观察法、电导增量法等几种，其中电导增量法以优良的跟踪性能倍受青睐。

下面简单介绍其工作原理。

图4是太阳能电池特性曲线图。

由图可以看出，在最大功率点的时候功率曲线斜率为0,即功率P对电压V的导数为0,所以有dPdU=0,又因为P=UI，所以：

由上式可知，当输出电导的变化量等于输出电导的负数时，太阳能电池工作在最大功率点。

具体实现方法是：

通过检测太阳能电池的输出电压和电流，根据上一个采样周期电压和电流的值计算出变化量;然后判断电压的变化量是否为零。

若为零，再判断电流的变化量是否为零，若都为零，则表示阻抗一致，则参考电压Vref不变，占空比不变。

若电压变化量为零，电流变化量不为零，则表示光照强度有变化，根据电流的变化方向来决定扰动方向。

当电压变化量不为零时，判断是否符合上式，若符合，表示在最大功率点。

若电导变化量大于负电导值，则表示功率曲线斜率为正，功率点在最大功率点左侧，需要增大Vref,反之需要减小Vref。

4结语

本文鉴于传统光伏并网逆变器使用工频变压器进行隔离的不足而提出了一种利用半桥LLC串联谐振电路进行隔离的光伏并网逆变器设计方案，该设计方案通过将传统变压器隔离型光伏并网逆变器和采用LLC谐振电路隔离的光伏并网逆变器进行对比分析可知，半桥LLC串联谐振电路能实现开光管的零电压开关，减小开关损耗，从而大大提高逆变器系统的转换效率。

而且LLC谐振电路体积小，重量轻，成本低，易于实现小型化和模块化，有助于光伏并网逆变器的广泛推广使用，以此证实了改方案的具有很强的实用性。

一种逆变H桥IGBT单管驱动以及工作保护方案

2013-11-2817:

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大家都知道，IGBT单管相当的脆弱，同样电流容量的IGBT单管，比同样电流容量的MOSFET脆弱多了，也就是说，在逆变H桥里头，MOSFET上去没有问题，但是IGBT上去，可能开机带载就炸了。

这一点很多人估计都深有体会。

当时我看到做鱼机的哥们用FGH25N120AND这个，反映很容易就烧了，当时不以为然。

只到我在工作中遇到，一定要使用IGBT的时候，我才发现我错了，当初我非常天真的认为，一个IRFP460,20A/500V的MOSFET，我用个SGH40N60UFD40A/600V的IGBT上去怎么样也不会炸的吧，实际情况却是，带载之后，突然加负载和撤销负载，几次下来就炸了，我以为是电路没有焊接好，然后同样的换上去，照样炸掉，这样白白浪费了好多IGBT。

后来发现一些规律，就是采用峰值电流保护的措施就能让IGBT不会炸，下面我就会将这些东西一起详细的说一说，说的不好请大家见谅，这个帖子会慢慢更新，也希望高手们多多提出意见。

我们将这个问题看出几个部分来解决：

1，驱动电路；

2，电流采集电流；

3，保护机制；

驱动电路

这次采用的IGBT为IXYS的，IXGH48N60B3D1，详细规格书如下：

IXGH48N60B3D1

驱动电路如下：

这是一个非常典型的应用电路，完全可以用于IGBT或者MOSFET，但是也有些不一样的地方。

1，有负压产生电路，

2，隔离驱动，

3，单独电源供电。

首先我们来总体看看，这个电路没有保护，用在逆变上100%炸，但是我们可以将这个电路的实质摸清楚。

先讲讲重点：

1：

驱动电阻R2，这个在驱动里头非常重要，图上还有D1配合关闭的时候，让IGBT的CGE快速的放电，实际上看需要，这个D1也可以不要，也可以在D1回路里头串联一个电阻做0FF关闭时候的栅极电阻。

下面发几个波形照片，不同的栅极电阻，和高压HV+400V共同产生作用的时候，上下2个IGBT栅极的实际情况。

为何第二个图会有一个尖峰呢。

这个要从IGBT的内部情况说起，简单来说，IGBT的GE上有一个寄生的电容，它和另外的CGC一个寄生电容共同组成一个水池子，那就是QG，其实这个和MOSFET也很像的。

那么在来看看为何400V加上去，就会在下管上的G级上产生尖峰。

借花献佛，抓个图片来说明：

如上图所示，当上官开通的时候，此时是截止的，由于上官开通的时候，这个时候要引入DV/DT的概念，这个比较抽象，先不管它，简单通俗的说就是上管开通的时候，上管等效为直通了，+DC400V电压立马加入到下管的C级上，这么高的电压立刻从IGBT的寄生电容上通过产生一个感应电流，这个感应电流上图有公式计算，这个电流在RG电阻和驱动内阻的共同作用下，在下管的栅极上构成一个尖峰电压，如上面那个示波器的截图所示。

到目前为止，没有引入米勒电容的概念，理解了这些，然后对着规格书一看，米勒电容是什么，对电路有何影响，就容易理解多了。

上面的图，是在取消负压的时候，上下2管之间的栅极波形，栅极电阻都是在10R情况下。

上面的图是在不加DC400V情况下测量2管G极波形，下图是在DC400V情况下，2管的栅极波形。

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