实验三光纤通信线路码实验2.docx
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实验三光纤通信线路码实验2
实验三光纤通信线路码实验
一、实验目的
1、了解光纤通信编译码方式
2、了解各种编译码方式的性能
3、了解光纤线路码的选码原则
4、掌握CMI编码/译码原理
二、实验内容
1、学习光纤通信编译码方式
2、了解各种码型的性能
3、掌握光纤线路码的选码原则
4、观察CMI编译码的波形
5、学习CMI编译码模块的使用
三、实验仪器
示波器,RC-GT-II型光纤通信实验系统。
四、基本原理
(一)、常见光纤线路码
1.mBnB码
mBnB码又叫分组码(BlockCode)。
其特点是将输入的原始简单二进制码流按m比特分组,形成m比特的码字,然后将每一码字在同样长的时隙内变成n比特的码字输出(取n>1m)。
常见的有1B2B码、3B4B码、4B6B码、5B6B码、5B7B码和6B8B码等等。
由于n>m,2n个nB码字中仅有2m个与mB码字对应,其余不用的nB码字称为禁字。
通常把nB码字中“1”、“0”个数悬殊的码字作为禁字,而且把录用的“1”、“0”个数不均字分成两种模式,并使“1”多的正模式与“0”多的负模式交替出现,这样就消除了线路码的直流电平浮动。
mB码字到nB码字的变换及逆变换是按预定的码表进行的,不同的码表产生不同的线路码性能。
mBnB码中,5B6B码被认为是在编码复杂性和比特冗余度之间最合理的折衷。
它的线路码速只比原始码速增加20%,而变换、反变换电路也不太复杂。
2.mBlP码
mBIP码是一类脉冲插入码。
在原始mB码字后插入1比特P码,作为前面m比特码元的奇偶校验比特。
奇偶校验控制可以是奇数性的,也可以是偶数性的。
在偶数控制时,若mB中传号个数为偶数,取P码为“0”;若mB中传号个数为奇数,则取P码为“1”。
奇数性控制可以解决长连“0”问题,使连“0”数≤2m,当阴为奇数时又能使连“1”数≤2m。
偶数性控制不能解决连“0”问题,但便于不中断业务的误码监测。
应当指出,在某些外国产品资料中,线路码的名称不够规范,易造成mBlP码与mBnB的混淆,例如,7B8B码、17B18B码实际上是7B1P码和17B1P码(如图3-1所示)。
图3-117B18B(17BIP)码的例子
3、mB1Ci码
mB1Ci码是另一类脉冲插入码,在原始的mB码字后,插入1比特C码,它是前面m比特码元中第i位的补码(i值从C码往前数)。
图3-2是5B1C码(即5B1C码)的例子。
补码的插入可以控制连“1”数和连“0”数。
改变i值可以调节线路码的功率谱形状。
误码监测可以靠检查C是否与前面对应码元互补来实现。
放弃部分C码,而以交替插入的各种附加信息比特代替,在我国又叫mBlH码,这种线路码具有帧结构。
图3-25B1C码结构示例
4.CMI码和DMI码
CMI码和DMI码是两种二电子传号交替反转码,它们的变换规则如表3-1所示。
图3-3是CMl码变换的实例。
变换后码率提高了一倍。
图3-3CMI码变换实例
表3-1CMI与DMI码变换规则
普通
二进制
CMI
DMI
模式1
模式2
模式1
模式2
0
1
01
00
01
11
01
(在1之后)
00
10
(在0之后)
11
CMI的连“0”连“1”数为3,DMI的连“0”连“1”数为2,故这两种线路码含有丰富的定时信息,便于定时提取。
这两种码都容许进行不中断业务的误码监测。
CMI码在ITU—TG.703建议中被规定为139.264Mbit/s和155.520Mb~t/s的物理/电气接口的码型。
因此有不少139.264Mbit/s数字光纤传输系统就用CMI码作为光线路码型。
除了上述优点外,直接将四次群复用设备送来的CMI码调制光源98件,接收端再生还原的CMI码直接送给四次群复用设备,这样做无需电接口和线路码型的变换/反变换,具有设备简单的优点。
5、Biphase码和DM码
Biphase(双相)码又称为Manchester码,实际上是1BIC码。
它的变换规则极简单:
原始二进制码“0”变为"01”,原始二进制码“1”变为“10”。
这种线路码的直流电平恒定,最长连“0”连“1”数为2,定时信息丰富,且便于不中断业务的误码监测。
变换电路简单,变换后码率提高了一倍。
DM(延迟调制)码又称为Miller码,被认为是一种对双相码的改进。
它在原始二进制“0”
码结束时产生一个跳变;在原始二进制“1”码周期的中点产生一个跳变,好像“1”码被延迟了半个周期。
变换规则如表3-2所示。
表3-2DM码的变换规则
普通二进制
DM
模式1
模式2
0
00
11
1
10
01
这种变换没有提高码率。
DM码中最大连“0”连“l”数为4,含有足够的定时成分,功率谱很窄,高频分量很小,但零频分量不为零。
它不适宜于在线误码监测。
6.扰码
扰码是线路编码的最简单形式。
它将输入的简单二进制序列打乱,重新排列,使已扰序列中“1”、“0”分布统计均匀,从而使定时提取比较方便。
扰码能提高码流的比特序列独立性。
扰码不增加码速,对高速系统有利。
扰码还有一个重要的作用就是抑制静态图案抖动。
由图3-4可以看出,不用扰码时,有约200%的抖动宽度,加扰码后抖动迅速减少,5级以上的扰码使抖动宽度抑制到l0%以下,并趋于恒定值。
因此,为了有效抑制静态图案抖动,宜采用5级以上扰码。
大多数设备为简单、有效起见,采用7级扰码。
用输入码序列加入线性移位寄存器序列。
有反馈线的m级移位寄存器可以产生的最长序列,周期为2m一1,这个序列又叫M序列。
这种移位寄存器序列可以用特征多项式f(X)表示
式中aixi表示第i级寄存器,ai=1表示这一级有反馈线,ai=0表示这一级无反馈线。
所产生的M序列可以由下式得出
式中bixi表示M序列中的第i个比特,bi=1则该比特为“1”码,否则为“0”码。
M序列的研究已比较成熟,特征多项式中适宜做扰码器且只有两条反馈线的列于表3-3中(只列出23级以内)。
表中的特征多项式是一种简写方法。
把表中特征多项式对应的数字用二一十进制表示,则得到各项的系数(即ai),其中首位或首二位均为0,则取消这些0。
例如m=5时:
表3-3扰码器的特征多项式
级数
特征多项式
级数
特征多项式
级数
特征多项式
2
7
7
211
17
400011
3
13
9
1029
18
1000201
4
23
10
2011
20
4000011
5
45
11
4005
21
10000005
6
103
15
10003
23
400000041
图3-4静态图案抖动与扰码级数的曲线图
实际上将二—十进制倒过来看也是对的,即可得出:
f2(x)=1+x2+x5
采用这两个特征多项式中的任一个均可。
以.f1(x)为例,画出扰码器,如图3-5所示。
图中第3级和第5级寄存器有反馈线。
加法器为模二加电路。
图3-55级扰码器示意图
无沦采用哪—种线路码型,其码型变换电路都可用图3-6所示的方框图来实现。
由图可见,码变换电路主要由编码器和时钟频率变换电路组成。
需要指出的是,无沦选用mBnB码
或是脉冲插入码,都和扰码结合使用。
这是因为扰码不提高码速,却可以使不具有比特序列独立性的码型,变成具有准比特序列独立性。
图3-6码型变换电路方框图
(二)、光纤线路码的性能比较
光纤线路码的性能体现在以下九个方面,下面从这些方面来比较各种码型的优劣。
1.线路速率
为了实现所需的线路码功能,须提高线路速率,造成码流的冗余度。
码速提高的比率为
式中f1为原始码速,f2为线路码速。
线路速率的增加会牵涉到系统功率预算和电路器件速度。
光接收机的带宽(MHz)与线路速率(Mbit/s)成正比(比例系数通常为0.65~0.75)。
线路速率的升高要求接收机的带宽加宽,导致电路噪声增大,另外光纤色散的影响亦增加,因而接收机灵敏度降低。
计算和实验表明,线路速率每提高一倍,在50Mbit/s以下接收机灵敏度降低2~3dB,而在50Mbit/s以上接收机灵敏度降低2~3dB(APD-BIP0LAR接收机)或3~4dB(PIN—FET接收机)。
线路速率的升高要求电路器件工作速度加快。
在高码速时,器件速度可能成为线路速率提高的障碍。
几种常见线路码的速率提高率见表3-4。
如果仅仅从码速提高率考虑,则显然8B1C类线路码最好。
表3-4常见线路码的码速提高率
码型
8B1C
7B1P
5B6B
CMI
DMI
H/(%)
12.5
14.3
20.0
100
100
2.功率谱
线路码脉冲序列及其功率谱的表示式为
式中fb为线路码速,T为码元周期;g(t)和G(t)分别为线路码的单个码元脉冲的波形和频谱;ak为码元值,m和R(k)分别为它的统计平均值和相关函数,定义为
对于各种线路码序列,只要先求出R(k),就能够计算它们的功率谱。
几种常见线路码的功率谱如图3-7所示。
可以看出,5B6B码的直流分量为零,低频高频分量都很小。
8B1C码的高频分量很小,但直流和低频分量最大。
CMl码、DMI码的直流分量为零,低频分量很小,但高频分量最大。
DM码的高频分量很小,但低频分量较大。
所以若单从功率谱看,显然是5B6B码最佳。
3.连“0”连“1”数
线路码流中的连“0”连“1”数目越小,则给定时间内发生在码元衔接点和码元中点的电平跳变次数越多,即码元功率谱中的时钟成分越丰富,使定时提取越容易实现。
常见线路码的最大连“0”连“1”数如表3-5所示。
在这一方面,DMI码最好,CMI码次之,
nB1P码最差。
图3-7常见线路码的理论功率谱
表3-5常见线路码的连“0”连“1”数
码型
DMI
CMI
5B6B
8B1Ci
7B1P
同码连续数
2
3
5
8+i
14
4.误码增殖系数
由于线路码的码元间存在相关性,在接收端译码时,线路码中一个码元的误码可能被演绎成原始码中的几个误码。
常见光纤线路码的误码增殖系数M如表3-6所示。
表3-6常见线路码的误码扩展系数
码型
DMI
CMI
5B6B
mB1Ci
mB1P
M
1
1
1.281
1
1
5.误码监测
光纤线路码必须提供不中断业务误码监测的可能性。
线路码是发送端按一定规则从原始码变换而成的。
在接收端可以利用编码规则在线监测线路误码率。
检测的方法、检测的快慢和精度依编码规律而异。
通常有以下一些方法。
(1)同步监测法
同步监测法是在收到的码字与发端取得同步的情况下监测误码,多在端机中使用。
对有些码型在中继器也必须采用同步监测法。
同步监测法精度较高,但因需码字同步电路,故监测电路比较复杂。
1)码结构违犯检查法。
对于mBnB类有固定结构的线路码,可检查正负不均字交替的违犯及禁字的出现来确认误码。
这种监测借助于收端译码器本身再加一些辅助器件就可完成,且精度较高。
2)奇偶校验法。
对于mBIP类线路码,在收端只需检查每一码字中传号个数是否为偶数
(或奇数),若不是,则表示有误码。
应当指出,奇偶校验只能检测出一个码字中的奇数个(特别是1个)误码,而不能检测出偶数个误码。
但在误码率不高的情况下,每一码字中出现两个以上比特错误的概率远小于出现一个比特错误的概率,所以检测精度还是较高的。
3)补码监测法。
对于mBlC,类线路码,可监测每一码字中C码与前面第i位码是否互补,若不是,则说明有误码。
这种监测用模二加电路实现,十分简单。
但由于只监测C码或m+1-i位码的误码(两位同时误码测不出),故总的误码率须经换算,为测出误码率的(m-I-1)倍。
当误码率很小时,监测时间要求较长。
(2)非同步监测法
在中继器中往往不需要将线路码还原为原始码,故为了使中继器简单、体积小、功耗低,希望不采用码字同步电路。
这样就需用非同步误码监测法。
非同步监测法的精度一般比同步监测法差。
1)游动数字和(RDS)法。
mBnB码及CMI码都可以采用RDS法。
从任意时刻开始对线路码元计数,以“1”码做加1,“0”码做减l,则在没有误码时,累计数字和RDS总介于某一范围内。
若RDS超出这一范围,即可知产生了误码。
利用这一特性,只要用一个一定长度的可逆计数器就可以方便地监测线路误码的情况。
CMl码和表9—7的5B6B码的RDS值如表3-7所示。
表3-7CMl码与5B6B码的RDS值
码型
RDS
可能值个数
CMI
±1
2
5B6B
-3≤RDS≤3
7
2)奇偶校验法。
mBlP类线路码中的奇偶性控制使得码流在两个特定时刻之间传号的个数为偶数。
于是对于这种码流,无需与发端同步,只要用很简单的电路就能监测其误码情况。
3)特殊图案监测法。
对于mBlC类线路码,不易采用前两种非同步监测法。
可利用最大连“0”数为m+i这一特性,若检测到m+i+1个连“0”,则说明有误码。
这种检测用移位寄存器就可实现,十分简单。
但因码流中长连“0”的出现概率很小,误码时又必须是与长连“0”相邻的“1”码误为“0”才能被检出,这种概率更小,所以检测误码所需的时间很长,误码率低时尤其如此。
从在线误码监测的难易程度看,以非同步监测较为可取。
但是如果为了插入附加比特(用于业务通话、故障监测告警或区间通信)而在线路码中安排了帧结构的话,即使在中继器中也往往只能应用同步监测法。
从在线误码监测的角度看,CMI码比其他码型优越。
6.码字再同步时间
码字同步为收端译码所必需,而在线误码监测也往往依靠码字同步,故收端从失步到恢复同步所需要的时间,即码字再同步时间越短越好。
码字同步有以下两种办法。
(1)帧同步码检出法
对于有帧结构的线路码,帧同步码的检出即意味着码字已经同步。
当检出有误时,用逐码移位法将分组(帧)后移一个比特,再行检出判断,直到同步为止。
这一过程称为同步捕捉。
为了防止因假同步而放弃捕捉及假失步而重新捕捉,还必须设置前方保护和后方保护时间。
帧同步平均建立时间为
式中N。
为复帧长度(比特数),r为帧同步码长度(比特数),人为线路码速率。
对于交替插入帧同步比特、奇偶监测比特、业务比特和辅助比特的8B1C;码,若1个复帧包含8个子帧,1个子帧包含8个码字,每一码字包含9bit,则复帧长度为N0=576,设帧同步码长度r=4,则四次群信号的帧同步建立时间为
对于交替插入帧同步比特、奇偶监测比特、业务比特和辅助比特的5B6B码,1个复帧包含12个子帧,1个子帧包含18个码字,每一码字包含6bit,则复帧长度N0=1296。
若帧同步码长度r=2,则可得
(2)大误码检测法
对于没有帧结构的单纯mBnB、mBlP、mBlC码和CMI码由于码字未同步时,会在码流中检测到大量违犯编码规律的情况,这时误码监测电路将指示极高的误码率,远大于正常通信时的数值。
因此可在出现异常高的误码率时将码字后移1比特,再行检测,直至同步为止。
码字再同步时间与线路误码率和码字同步恢复的可信度有关。
如果误码监测方法是RDS监测,同步检出标准是3个连续的RDS值不超出编码规律给出的范围,那么四次群5B6B码的码字再同步时间可算得如表3-8。
可见误码率小于1X10-3时,5B6B码的码字再同步时间在3~6Ps范围。
7B1P、8B1Ci码按大误码检测法实现的码字再同步时间略小于1us。
CMI码的码字同步是在两个码字之间进行的,因此码字再同步时间非常短,四次群CMI码的码字再同步时间小于20ns。
因此若只从码字再同步时间观察,则无疑是CMl码最佳,5B6B最差。
加有附加比特而形成帧结构后,mBnB、mBlP、mBICi码的码字再同步时间可能加长1000倍。
表3-8140Mbit/s5B6B码的码宇再同步时间
误码
码字数
码字再同步时间
可信度
可信度
99%
99.9%
99%
99.9%
1.0X10-2
377
234
13.54
20.14
3.16X10-2
160
234
5.74
8.40
1.0X10-3
104
152
3.73
5.46
3.16X10-4
80
119
2.87
4.27
1.0X10-4
69
99
2.48
3.55
3.16X10-5
66
86
2.37
3.09
1.0X10-5
65
82
2.33
2.94
3.16X10-6
65
81
2.33
2.91
1.0X10-9
65
80
2.33
2.87
1.0X10-10
65
80
2.33
2.87
7.传输附加信息的可能性
在光纤通信系统中需要传送业务信息、监控信息。
在我国的长途干线中还常要求传送区间通信信息。
单纯的mBnB码和CMI码是不能携带附加信息的。
通常传送附加信息的办法是将低速附加信息码用浅的幅度键控方式调制在线路码流上,简称“调顶法”。
这种方法的依据是这些线路码几乎不含低频成分,故可容易地将附加通路迭加到线路码流之上而不会对主信道引起干扰,如图3-8所示。
图中将CMl编码的128kbit/s附加信道和140Mbit/s主信道放在一起以供比较。
为了不造成接收机灵敏度的明显劣化,调顶法的调制深度应控制到小于10%。
这种方法所能提供的附加信道容量不大,对四次群系统通常小于256kbit/s。
图3-8CMl编码附加信道与主信道的频谱比较
对于CMl码,还有一种将辅助信号与主信号模二加之后一起传送的方法。
这种方法如图3-9所示。
为了简便,可以取辅助信道的时钟为主信道时钟的整数分频,为了方便,图中取为8分频。
由模二加的规则可知:
由于辅助信息速率比主信息速率低得多,可以看出,当辅助信息为0时,主信息按CMI原码送出。
当辅助信息为1时,主信息按CMI反码即/CMI送出。
因CMI码的编码规则非常简单,所以在接收端很容易将主信息和辅助信息还原。
主要方法是寻找再生信号中哪一段是原码,哪一段是反码。
对于CMI编码前的“0”,原码是“01”,反码成为“10";对于CMl编码前的“1”,原码、反码都是“00”、“11”交替出现,但在原码和反码的交界处,会发现“00”、“11”中的一种重复出现,用上述方法就可以找出原码段与反码段。
在原码段,主信息就是再生出的原码,辅助信息为“0”。
在反码段,主信息是将再生出的反码再取反,辅助信息为“1”。
这样就很方便地实现了辅助信息与主信息的同时传送。
接收端对辅助信息无需提取时钟,只要把提取的主信息时钟做与发端同样的分频即可。
如果处理得好,这种方法传送辅助信息的容量可以比较大,除传送操作、维护、管理信息外,还可以提供一部分区间通信能力。
对于5B6B码可安排一种帧结构,周期性地让某些5B码字不变,而在第6个码位插入帧同步、奇偶校验和附加信息比特,既解决在线误码监测问题,也解决附加信息的传送问题。
但为了不破坏5B6B码的原有特性,用这种方法提供的附加信道容量不会超过1Mbit/s,
图3-9辅助信号与CMl模二加一起传送示意图
不足以用于区间通信。
对于mBlC,和mBlP类线路码,可周期性地放弃部分C码或P码,甚至mB码字的第1
位,而以帧同步、监控和附加信息比特取代,形成特定的帧结构。
这样能提供的附加信道容量可达到2Mbit/s。
我国开发的8B1H、4B1H码用这种办法可提供30个区间通信话路。
所有插入附加信息比特而形成帧结构的安排,都要以极大地增加码字再同步时间和降低在线误码检测精度为代价。
若仅仅从传输附加信息可能性这一角度看,带有帧结构的mBlCi码(mBlH码)显然是最
好的,而CMl码与单纯的5B6B码不相上下。
8.比特序列独立性(BSl)
为了适应各种传输业务,希望使用的线路码对输入二进制序列不设置任何约束,即满足序列比特独立性条件。
这一特性与线路码的变换与反变换规律有关。
不满足BSI条件的线路码在收端做反变换时可能出现假同步。
CMI码本身按编码规律是比特序列独立的。
mBlC,和mBlP类线路码的比特序列独立性较差,而mBnB类分组码本质上不可能是比
特序列独立的,这就使得对原始信号的扰码过程成为必需,从而导致系统复杂性增加。
9.系统的复杂性
从实用性和经济性考虑,线路码的变换和反变换电路(除编译码器本身外还包括时钟频率变换电路、帧同步或码字同步电路及误码监测电路)应尽可能简单,因为简单意味着低成本、低功耗、小体积和高可靠性。
从这一方面看,显然CMl码是最好的。
CMl编码技术不难,电路非常简单,而且ITU—T
G.703建议已规定四次群信号电接口码型为CMl码。
四次群电端机输出的已是CMl码,四次群光端机的发送支路对输入电信号不必做变换就可直接用它来调制光源,接收支路也不需反变换电路就可将再生码直接送往电端机。
CMl码的RDS只可能有两个数值,很容易进行在线误码监测。
码字再同步过程也简单而快速。
mBlC,和mBlP类线路码的变换、反变换所需的逻辑运算不难,电路也较为简单。
mBnB类线路码在编译码、误码监测和码宇再同步等方面都需要较繁的算法、较特殊的和较多的硬件,例如含PR0M的专用集成电路等,因此电路比较复杂。
为实现低速附加信息的传输而采用线路码调顶方法使电路难度增加不多,但如果为实现区间通信而采用具有帧结构的线路码,那么电路的复杂程度就要大大增加。
综合上述九个方面,可以清晰地看到,各种线路码各有优点和缺点。
若将最常见的5B6B码、8B1H和CMI码依九个方面分别作出相对评价,则可得表3-9,表中分别以“+”、“0”、“-”表示好、中、差。
表3-9三种典型线路码的比较
性能
码型
CMI
5B6B
8B1H
线路速率
-
0
+
功率谱
-
+
0
连“0”连“1”数
+
0
-
误码增殖系数
+
0
+
误码监测
+
0
-
码字再同步时间
+
0
-
传输附加信号可能性
0
0
+
比特序列独立性
+
-
0
系统简单性
+
-
0
(三)、光纤线路码选择
线路码型的选择是复杂的问题,除了技术因素之外,还有系统结构、网络拓扑、经济等诸方面的因素。
自光纤通信问世以来,各国对线路码型都进行了大量的深入的研究。
在已付诸实用的数字光纤通信系统中,采用了多达数十种的线路码型。
但是原ITU—T却一直没有对光线路码型制定统一的规范,而且不打算制定这种规范。
单从技术的角度来说,因为光传输系统的电气输入/输出接口都是符合ITU—TG.703建议的,易于互相连接,一般的数字信道连接或转接都是通过这类接口实现的。
而光接口上通常不进行不同制造厂家之间设备的互连,因此也无须规定统一的码型。
当然从管理的角度来说,在一个国家统一几种码型有一定的意义,但也有相当的难度。
因为要全面满足上述对线路码型的要求是不可能的。
因为在这些要求中,有些相互就是矛盾的,很难选出一种在各种条件下均为最佳的码型。
只能根据具体情况选用能满足主要要求的码型。
这从码型研究和选用历史发展的过程也可以看出这一点。
光通信发展的初期,着重考虑简单易行地监测误码方面,因此采用插入奇偶校验位码型的相对较多。
随着对光线路码型研究的深入,对码型性能的分析渐臻完备,把码的谱特性、定时成分及误码性能监测的要求放在了重要位置,因此mBnB码特别
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- 实验三 光纤通信线路码实验2 实验 光纤通信 线路