优秀的同步升压控制ICLTC3786.docx

优秀的同步升压控制ICLTC3786.docx

《优秀的同步升压控制ICLTC3786.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《优秀的同步升压控制ICLTC3786.docx（19页珍藏版）》请在冰豆网上搜索。

优秀的同步升压控制ICLTC3786

优秀的同步BOOST控制IC-LTC3786

在电池供电系统中，常常需要高效地从较低的电池电压升到较高的系统电压，LTC3786即是这样一款高性能的同步升压控制IC，它可以驱动所有N沟MOSFET及同步整流的MOSFET。

LTC3786输入电压可以从4.5V~38V，起动以后输入电压能低到2.5V。

空载时静态电流仅55μA,非常适合电池供电系统，LTC3786的工作频率从50KHZ到900KHZ，也可以同步到外时钟频率，其内部有1.2V的精密电压基准，PG信号输出指示，软起动端子，同时还可选择在轻载时进入猝发模式工作，或仍旧为连续电感电流模式工作，内部5.4V的LDO供给栅驱动电压。

LTC3786的基本应用电路如图1，内部方框电路如图2。

图1LTC3786的基本应用电路

图2LTC3786的内部方框电路

LTC3786的各引脚功能如下：

1PIN，VFB误差放大器反馈输入，它接收由外部电阻分压器送来的反馈电压，外部电阻分压器接到输出电压到GND。

2PIN，SENSE+电流检测比较器的+输入端，输入信号时接一支电阻取样，放在与电感串联回路中。

3PIN，SENSE-电流检测比较器的-输入端，与SENSE+用法相同，SENSE+和SENSE-端的共模电压为2.5V～38V。

4PIN，ITH电流控制阈值和误差放大器的补偿点，此端电压设置电流触发阈值。

5PIN，SS输出电压的软起动接点，外接一只电容到GND，设置输出电压起动的上斜率。

6PIN，PLLIN相位检测器的外同步输入端，强制在连续模式工作的输入端。

当外部时钟加到此端时，它将强制控制器进入连续模式，锁相环将强制BG信号升到外同步的时钟上升沿。

当不要外同步时，此端决定LTC3786怎样在轻载下工作。

将其拉到GND，选为猝发模式工作。

此端悬浮时，内部100K电阻接到GND，也进入猝发模式。

将其接到INTVCC时，强制为连续电流模式工作。

将其接入高于1.2V低于INTVCC-1.3V之间时，进入跳周期模式工作，在PLLIN与INTVCC之间加入100KΩ电阻时，也工作在此模式。

7PIN，FREQ内部压控振荡器的工作频率控制端。

将此端接到GND时为固定的350KHZ频率，接到INTVCC将强制VCO在535KHZ的频率，从此端接一支电阻到GND，调节电阻可以实现从50KHZ到900KHZ范围的选择，电阻与内部20μA源出电流建起的电压用于内部VCO设置频率。

换句话讲，此端可以用外部直流电压去调节其内部振荡器频率。

8PIN，RUN运行控制输入端，强制此端低于1.28V时,关断控制器。

强制其低于0.7V时，关断进入LTC3786，使其静态电流减小到8μA。

用一个外部电阻分压器接于VIN，可以设置变换器的工作阈值，一旦运行起来，从RUN端源出4.5μA电流用来调节运行窗口。

9PIN，GNDIC公共端。

要与外部低边MOSFET源极，CIN和COUT的负端紧密接在一起，所有小信号元件补偿网络元件接在一起后再接于此处。

10PIN，BG底部MOSFET驱动，接到主功率N-MOSFET的栅。

11PIN，INTVCC内部LDO输出端输出电压5.4V，给控制电路供电，给栅驱动电路供电，外加4.7μF瓷介电容去耦旁路。

12PIN，VBIAS主电源端通常接到输入电源VIN。

将升压变换器的输出旁路电容接于此端到GND，工作电压范围为4.5V～38V。

13PIN，BOOST同步MOSFET的浮动供电端，旁路电容接到SW，外加一个肖特基二极管接到INTVCC。

14PIN，TG顶部MOSFET的栅驱动，外接到同步MOSFET的栅。

15PIN，SW开关结点，接到顶部同步MOSFET的源极，底部MOSFET的漏极和电感。

16PIN，PGOODPG指示器，漏极开路的逻辑输出，当输出电压达到稳压值的±10%以内时，此端拉到GND电平，为了防止错误触发输出电压达到目标值后25μS才给出状态。

下面叙述其各部分的工作

*主控制环路

LTC3786用恒频工作为电流型升压控制IC。

在正常工作时，外部底部MOSFET在时钟设置RS闩锁时导通，在主电流比较器ICMP复位RS闩锁时关断，峰值电感电流在ICMP触发并复位RS闩锁时，由ITH端上的电压控制。

它是误差放大器EA的输出，误差放大器于VFB端处比较输出电压反馈信号和内部基准电压1.2V。

在升压变换器中，所需的电感电流由负载电流，VIN和VOUT决定。

当负载电流增加时会使VFB相对基准电压轻微减小，会使EA增加ITH电压，直到每个通道的电感电流匹配，新的需要基于新的负载电流状况。

底部MOSFET在每个周期关断后，顶部MOSFET即导通，直到下一次由电流比较器IR指示的电感电流开始反转。

或者开始下一个新的开关周期。

*INTVCC供电

给顶部和底部MOSFET驱动器及多数内部电路供电，这些电流都从INTVCC给出，VBIAS的LDO（低压差线性稳压器）给出5.4V电压，其从VBIAS送到INTVCC。

*关断和起动（RUN和SS端）

LT3786可以用RUN端关断，将此端拉到1.28V以下即关断主控制环路。

将此端拉到0.7V以下时，即禁止了控制器多数内部电路，包括INTVCC，LDO。

在此状态下，LTC3786仅消耗8μA电流，当芯片关断时不能加载，输出MOSFET在此期间关断，输出负载会使其体二极管产生较多的功耗。

RUN端还可以在外部上拉其电平，或直接由逻辑电路驱动。

当RUN用低阻抗源驱动时，其最大电压不得超出8V，RUN端内部有一个11V的箝制，它允许RUN端通过一支电阻接到更高的电压，（例如VIN）进入RUN端的最大电流不得超过100μA，外部电阻分压器接到VIN来设置此阈值，令变换器工作。

一旦运转时，有一个4.5μA电流从RUN端源出，允许用户调节此窗口电压。

控制器输出电压V-OUT的起动其由SS端上的电压控制，当SS端电压低于1.2V的内部基准时，LTC3786调节VFB电压到SS端电压去替代1.2V基准，这样允许SS端由外接一个电容到地来调节软启动。

一个内部10μA上拉电流给此电容充电，使SS端产生一个电压斜波，随着SS端电压从0V升到1.2V，输出电压也升到最终设定值。

●轻载电流工作——猝发模式工作

跳周期工作及连续导通模式工作。

轻载时，LTC3786可以进入高效率的猝发模式工作，恒频脉冲跳跃模式工作或强制进入连续导通模式工作。

选择猝发模式时，将PLLIN/MODE端接地，选择连续导通模式时，将PLLIN/MODE端接到INTVCC，选择跳周期式工作将将PLLIN/MODE端接到一个直流电压，它大于1.2V，小于INTVCC-1.3V。

当控制器使能成猝发模式时，电感中的最小峰值电流通过ITH端电压指示的最低值设置在大约30%的最大检测电压，如果平均电感电流高于所需电流，误差放大器EA将减小ITH端电压，当ITH端电压降到0.425V以下时，内部休眠信号为高电平，两个外部MOSFT都关断，ITH端从EA的输出断开时ITH为0.450V。

在休眠模式下，更多的内部电路关断，LTC3786仅消耗55μA电流。

负载电流由输出电容供给，随着输出电压降低，EA的输出开始上升，当输出电压足够低时，ITH端重新接到EA的输出，休眠信号变为低电平，控制器回到正常工作，令底部的功率MOSFET导通，起始内部振荡器进入下一个周期。

当控制器使能猝发工作模式时，电感电流不允许反转。

反转电流比较器（IR）在电感电流减少到零以前关断顶部功率MOSFET，防止其反转变负，这样控制器即工作在断续电流状态。

在强制为连续工作或由外部时钟源去作锁相环时，电感电流允许在轻载下或大瞬态条件下反转。

峰值电感电流由ITH端电压决定，如同正常工作一样。

在此模式下，轻载效率低于猝发模式工作，当然，连续工作模式在降低输出电压纹波上有优点，在抗音频干扰上有优点，由于保持恒频工作，与负载电流无关。

当PLLIN/MODE端接成跳周期模式时，轻载时LTC3786工作在PWM的跳周期模式。

在此模式下，恒频工作保持降到最大输出电流的1%。

在非常轻的负载条件下，电流比较器ICMP可能仍旧触发几个周期并强制外部低边MOSFET处于关断状态与之相同的周期。

此时，电感电流不允许反转，在这种模式下，和强制连续工作模式一样，比猝发模式展示出较低的输出纹波和低的音频噪音，还减小了射频干扰。

它可以提供更高的轻载效率，但是效率没有猝发模式高。

*频率选择和锁相环

选择开关频率是在效率和元件几何尺寸之间打折扣，低频工作可以提高效率，减小MOSFET的开关损耗，但是需要大的电感和大的电容，以便保持低的输出纹波。

LTC3786的开关频率由FREQ端选择。

如果PLLIN/MODE端没有用外部时钟源驱动，FREQ端可以接到GND，接到INTVCC，或经过一个电阻调节。

FREQ接到GND，选择350KHZ，接到INTVCC选择535KHZ，FREQ与GND之间接一支电阻可以调节频率从50KHZ到900KHZ，如图5所示。

锁相环（PLL）在LTC3786同步内部振荡器到外部时钟源的情况是可行的。

此时，它被接到PLLIN/MODE端，LTC3786的相位检测器调节VCO的电压送到校准的外面底部MOSFET导通的同步信号的上升沿。

在外时钟加上之前，VCO输入电压被预偏置接近外部时钟的频率，如果预偏置接近外部时钟的频率，则PLL环仅需要稍微改变VCO的输入，此系为了同步外时钟的上升沿到BG的上升沿。

稳定的预偏置环路滤波器允许PLL去重复锁住而没有远离开所希望的频率。

LTC3786的PLL典型的捕获范围从大约55KHZ到1MHZ，能够保证锁住外时钟源的整个频率在75KHZ到850KHZ。

PLLIN/MODE端典型输入时钟阈值是1.6V（上升）和1.2V（下降）。

*当VIN>稳定的VOUT时的操作

当VIN上升到稳定的VOUT电压时，升压控制器能以不同的方式运转，其取决于工作模式，电感电流和VIN电压。

在强制连续模式下，一旦VIN超过VOUT，环路保持顶部MOSFET连续导通。

内部充电泵给出电流到升压电容，以保持足够高的TG电压。

在跳周期模式，当VIN在100%～110%的VOUT电压下，如果电感电流上升到可能的阈值以上，TG即导通。

如果电感电流降到此阈值以下，TG则关断。

这个电流阈值设在最大ILIM电流的4%，如果控制器调成猝发模式，工作在此相同的VIN窗口下，则TG仍保持关断，而不管电感电流如何。

如果VIN上升到110%VOUT电压以上，不论什么模式，控制器都令TG导通，而不管电感电流。

但是在猝发模式下，内部充电泵关断，则没有办法防止升压电容放电。

结果，不够的TG电压需要保持顶部MOSFET完全导通，为了防止体二极管超出功耗，芯片能够开关强制为连续或跳周期模式，去使能充电泵或用一个肖特基二极管与顶部MOSFET并联。

*电源正常（PG）

PGOOD端内部接一个漏极开路的N沟MOSFET，MOSFET导通时，将PGOOD拉到低电平。

此时VFB端电压没有在1.2V基准的10%以内。

当RUN端为低电平时PGOOD端电压也被拉到低电平。

当VFB端电压在所需值的±10%以内时，此MOSFET关断。

此端电压在外部用一支电阻接到6V电压时，上拉到高电平。

*在低SENSE端共模电压下的工作

在LTC3786中，电流比较器直接从SENSE+端供电，这样使能了SENSE+和SENSE-端共模电压下的工作，其电压低到2.5V，如果SENSE+上的电压降到2.5V以下，则SS端会保持低电平，当SENSE+电压回到正常值范围时，SS端将释放，重新开始一次新的软起动。

*升压电源恢复和内部充电泵

顶部MOSFET驱动器的偏置是从浮动的升压电容CB供电，通常在每个周期内通过一支外部二极管重新充电。

此时，底部MOSFET正在导通，保持升压供电有两个条件，达到所需电平，在起动时，如果底部MOSFET在UVLO变低以后没有导通100μS，将强制其导通400nS，这就强制产生足够的BOOST结点电压，允许顶部MOSFET整个增强，取代初始等待的几个周期给顶部电容CB充电。

此处还有一个内部充电泵，它用来保持在BOOST上的需要，充电泵总是工作在强制连续模式和跳周期模式。

在猝发模式工作时，充电泵关断，休息时以便芯片等待起动，内部充电泵可以以85μA电流正常充电。

在图1典型应用的LTC3786电路中，可以用电感中的直流电阻做电流检测，在两种电流检测之间的选择在于成本，功耗和精度的平衡。

DCR检测不需要另加电流检测器电阻，可以有更高的效率，特别在大电流应用时。

当然，电流检测电阻可以提供更高的限流精度，另一个外部条件的选择是由负载的需要决定的。

首先选择RSENSE和电感值，下一步选择功率MOSFET，最后选择输入输出电容。

*SENSE+和SENSE-端

SENSE+和SENSE-端是电流比较器的输入端，电流比较器的共模输入电压范围是2.5V～38V，电流检测电阻通常放在升压转换器输入端，与电感串联。

SENSE+端还提供电源给电流比较器，它在正常工作时为200μA电流，低于1μA的小的偏置电流，流入SENSE-端。

高阻抗的SENSE-输入送到电流比较器可以提高DCR的检测精度，滤波器元件到检测线，要紧靠LTC3786放置，检测线将以凯尔文连接紧靠电流检测元件，检测电流在别处会有效地增加寄生电感和寄生电容，其加到电流检测元件中会降低检测端的信息，并使电流限制点不可预测。

如果用DCR检测，检测电阻R1要紧靠开关结点，以防止噪声耦合入检测出的小信号结点。

*检测电阻电流的检测

典型的检测电路使用一个分立电阻如图3a，RSENSE的选择基于所需的输出的输出电流。

（a）采用电流检测电阻检测（b）采用电感中的直流电阻检测

图3两种不同的电流检测方法的等效电路

电流比较器最大阈值VSENSE（MAX）为75mV，电流比较器阈值设置在峰值电感电流处，导出最大平均电感电流IMAXA，它等于峰值ΔI的一半，用下式计算检测电阻值：

当在低VIN高VOUT时，最大电感电流及相应最大输出电流将会减小，此系由于内部补偿的需要，为了满足稳定性，在大于50%占空比之下工作需在典型特性曲线中给出一个峰值电感电流与占空比的关系曲线。

*电感的DCR检测

为了应用需要在大电流负载下有更高的效率，LTC3786可以用电感的直流电阻（DCR）上的压降一来做电流检测，如图3b。

电感的DCR可以少于1mΩ，（对大电流应用），在大电流应用时，用此方法减小电阻损耗，减少了外部元件。

如果外部R1∥R2*C1的时间常数选择为L/DCR的时间常数，则外部电容上的压降会等于电感的DCR乘以R2/（R1+R2）。

R2与检测端电压成比例，比检测电阻大，合适地折衷外部滤波元件，DCR必须已知，它可以用一个好的RLC表测量出来，但是DCR的偏差不会总是相同的，而且随着温度变化。

结果测量数据在表中给出。

用电感纹波电流值从电感值中计算，目标检测电阻为

为了确保应用，在整个温度范围内能给出整个负载电流，选择在最大电流检测阈值下的最小值。

下一步，决定电感的DCR，此处用测量的最大值提供使用。

通常给出20℃下，其随温度增加大约为每度增加0.4%，通常最大电感温度TL（MAX）定为100℃。

与之成比例，给出RD

C1通常选为0.1μF~0.47μF，这就强制R1并联R2大约为2K，减小误差必须用SENSE-端的±1μA电流来进行。

等效电阻R1并联R2与室温成正比，电感的最大DCR

检测电阻值为：

R1最大功耗与占空比的关系，这将导致连续模式，VIN=1/2VOUT

实用时，要确保R1有比此值更高的功率水平。

如果在轻载时也必须有高的效率，考虑此功耗时要决定是用DCR还是检测电阻，轻载功耗用DCR网络工作比用检测电阻可以适度高些，由于外部开关损耗可以通过R1承担。

当然DCR检测消除了检测电阻，减小了导通损耗，在重载时能提供更高的效率，峰值效率对两种方法是相同的。

*电感值计算

工作频率和电感的选择密切相关，在更高频率下工作可以使用比较小的电感和电容，为什么谁都会选择工作在低频下用较大的元件呢？

答案是效率，更高的工作频率通常会有低的效率。

因为MOSFET的栅驱动损耗及开关损耗，还有在高频之下，体二极管导通的占空比会比较高，它适应较低的频率。

此外，这也基于折扣，电感值还会影响纹波电流，这一点在小电流时必须给予考虑。

电感值有直接影响纹波电流的效应，电感中纹波电流ΔIL随着更高的电感值或更高的频率而减小，随着更高的VIN而增加。

接受大的ΔIL值就允许使用小的电感。

但是结果会有更高的输出电压纹波及更大的磁芯损耗。

可接受的纹波电流的起始点为ΔIL=0.3IMAX，最大的ΔIL出现在VIN=1/2VOUT时。

电感值还有第二个影响因素，在猝发模式工作时，平均电感电流需要其峰值电流低于由RSENSE决定的限流值的25%，低的电感值将导致在小电流工作时效率下沉。

在猝发模式工作时，低的电感值将导致猝发频率减小。

一旦电感值已知，将选择具有低DCR的电感及低磁芯损耗的电感。

*功率MOSFET的选择

两支外部功率MOSFET的选择必须适应LTC3786的特性。

一个N沟MOSFET在底部作为主功率开关，另一个N沟MOSFET在顶部作同步整流开关。

峰峰值的栅驱动电平由INTVCC电压设置，这个电压典型为5.4V。

接下来，逻辑电平阈值的MOSFET有更多的用途，MOSFET的BVDSS规格要合适，许多逻辑电平的MOSFET都在30V的BVDS以下。

选择功率MOSFET的标准包括导通电阻RDS（ON），密勒电容CMILLER，输入电压，最大输出电流。

密勒电容CMILLER可大致从MOSFET的栅充电曲线数据表中找出，CMILLER等效地增加栅驱动，其还随VDS变化，这个结果由实际应用时的VDS给出。

当IC工作在连续电流模式时，对于顶部及底部MOSFET的占空比给出如下：

主开关MOSFET，

同步开关MOSFET，

如果最大输出电流为：

IOUT（MAX）,每个通道通过整个输出电流的一半。

每个通道的MOSFET在最大输出电流时的功耗为：

此处，δ为RDS（ON）的温度系数，其为MOSFET在密勒阈值电压时的有效导通电阻，常数K根据反向恢复电流损耗计算，通常它正比于栅驱动电流，经验值为1.7倍。

两个MOSFET有I2R的损耗，底部N沟MOSFET包括传输损耗附加项。

在低输入电压时，它会更大些。

对高输入电压VIN大电流下用大的MOSFET效率会改善。

当低VIN时，传输损耗迅速增加，达到高RDS（ON）器件的损耗点，用低CMILLER的MOSFET实际上可以提供更高的效率，同步MOSFET的损耗在高输入电压时最大，此时低边开关占空因子为低。

（1+δ）项在RDS（ON）与温度关系曲线中给出，但δ=0.005/℃，对低压MOSFET可以用作近似值。

*CIN和COUT的选择

输入纹波电流在升压变换器中相对较低，因为这个电流是连续的。

输入电容CIN上电压变化率超出最大电压的值是合适的。

虽然瓷介电容相对允差能应对过压条件，但铝电解电容却不能，要确认对输入电压可能的过压瞬态，它会超出输入电容的应力。

CIN的值是源阻抗的正数，通常高的源阻抗需要更高的输入电容值，所需要的输入电容值还要受占空比的影响，在大输出电流应用和大的占空比时要放置较大电容，防止输入电源故障及大的直流纹波电流。

在升压变换器中，输出有断续电流，所以COUT必须能减小输出电压的纹波对ESR的效应。

大的输出电容必须考虑之，当选择合适的电容时，要给出输出纹波电压。

稳态纹波电压由BULK电容充放电引起，在单相升压电路中，

此处COUT为输出滤波电容。

稳态纹波由于ESR产生的压降引起，由下式给出：

多个电容并联可以满足对ESR的要求，RMS电流掌控对钽电容、聚合物电容、铝电解电容及瓷介质电容的需要。

所有都要求表面贴装的封装，瓷介电容有极低的ESR特性，但有高的电压系数，现在低ESR及高纹波电流比的电容都已成为可能。

*设置输出电压

LTC3786的输出电压设置由外部反馈电阻分压器组成。

小心地将其放在靠近输出电压处。

稳定的输出电压由下式决定。

要非常小心地连接VFB线，要躲开噪声源，诸如电感、SW结点，还要保持VFB结点尽可能小，以防止噪声干扰。

*软起动（SS端）

VOUT的起动由SS端上的电压控制，当SS端电压低于内部1.2V基准时，LTC3786调节VFB端电压到SS端电压取代内部的1.2V。

软起动用从SS端接一支电容到GND即使能。

一个内部10μA电流源为此电容充电，提供一个线性上斜电压给SS端，LTC3786将根据SS端电压调节VFB端电压，并允许VOUT从VIN电压到最终VOUT电压锯齿状上升，整个软起动时间大约为：

*INTVCC稳压器

LTC3786的特色为内部P沟低压差线性稳压器（LDO），在INTVCC端从VBIAS电源端供电。

INTVCC供给栅驱动及LTC3786的多数内部电路，VBIASLDO调整INTVCC到5.4V，它至少供出50mA电流，且最小用4.7μF瓷介电容旁路到GND。

好的旁路需要保证供出的高的瞬态电流给MOSFET的栅驱动。

高输入电压应用时，加之大的MOSFET，在高频下驱动会导致IC高的结温，IC的损耗等于VBIAS*IINTVCC，栅驱动电流取决于工作频率，如图效率考虑部分所描述的，结温可以用电特性估算出。

例如，在70℃环境温度下，LTC3786INTVCC电流被限制在20mA，（QFN封装），在40V电压供电时，为：

在MSOP封装，VBIASINTVCC电流限制为34mA，从40V电压供电时，

为了防止最大结温超出，输入电源电流在连续电流工作时必须检测，检测端在VBIAS处。

*顶部MOSFET驱动源（CB、DB）

外部升压电容CB接到BOOST端，供给顶部MOSFET的栅驱动，电容CB通过外部二极管DB从INTVCC充电，此时，SW结点为低电平，当顶部MOSFET导通时，驱动器位于CB电压，加到MOSFET的栅极，这样加强了高边MOSFET的开关能力，开关结点SW的电压升到VOUT，BOOST端随之上升，随着顶部MOSFET导通，提升电压在VOUT之上，VBOOST=VOUT+VINTVCC，升压电容CB的值需要达到顶部MOSFET整个输入电容的100倍，外部肖特基二极管的反向电压必须大于VIN（MAX）。

*故障条件，过热保护

在高温下，内部功耗导致芯片过热，此时过热关断电路将关断LTC3786。

当结温超过大约170℃时，过热保护电路将禁止INTVCC的LDO工作，从而有效地关断LTC3786芯片。

一旦结温降下到155℃，INTVCC的LDO重新开启。

由于关断可能出现在满载时，谨防负载电流没到位时，顶部MOSFET的体二极管的高功耗，在此情况PGOOD输出用于关闭系统负载。

*锁相环和频率外同步

LTC3786有一个包含相位频率检测器的内部锁相环（PLL），一个低通滤波器和一个压控振荡器（VCO）。

它允许底部MOSFET导通时牵引外部时钟信号上升沿加到PLLIN/MODE端，相位检测器是一个数字型的沿检测，它提供内外振荡器之间的0度的相移。

这种类型的相位检测器不会展示虚假的时钟去给外部时钟谐波。

如果外部时钟频率大于内部振荡器频率fosc，则电流源连续从相位检测器流出，拉高VCO的输入。

当外部时钟频率低于fosc时，电流源连续埋没，拉下VCO输入。

如果内、外部时钟频