开关电源设计的步骤.docx
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开关电源设计的步骤.docx
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开关电源设计的步骤
开关电源设计步骤
步骤1确定开关电源的基本参数
①交流输入电压最小值umin
②交流输入电压最大值umax
③电网频率Fl 开关频率f
④输出电压VO(V):
已知
⑤输出功率PO(W):
已知
⑥电源效率η:
一般取80%
⑦损耗分配系数Z:
Z表示次级损耗与总损耗的比值,Z=0表示全部损耗发生在初级,Z=1表示发生在次级.一般取Z=0.5
步骤2根据输出要求,选择反馈电路的类型以及反馈电压VFB
步骤3根据u,PO值确定输入滤波电容CIN、直流输入电压最小值VImin
①令整流桥的响应时间tc=3ms
②根据u,查处CIN值
③得到Vimin
确定CIN,VImin值
u(V)PO(W)比例系数(μF/W)CIN(μF)VImin(V)
固定输入:
100/115已知2~3(2~3)×PO≥90
通用输入:
85~265已知2~3(2~3)×PO≥90
固定输入:
230±35已知1PO≥240
步骤4根据u,确定VOR、VB
①根据u由表查出VOR、VB值
②由VB值来选择TVS
u(V)初级感应电压VOR(V)钳位二极管 反向击穿电压VB(V)
固定输入:
100/1156090
通用输入:
85~265135200
固定输入:
230±35135200
步骤5根据Vimin和VOR来确定最大占空比Dmax
①设定MOSFET的导通电压VDS(ON)
②应在u=umin时确定Dmax值,Dmax随u升高而减小
步骤6确定初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP,KRP=IR/IP
u(V)KRP
最小值(连续模式)最大值(不连续模式)
固定输入:
100/1150.41
通用输入:
85~2650.41
固定输入:
230±350.61
步骤7确定初级波形的参数
①输入电流的平均值IAVG
②初级峰值电流IP
③初级脉动电流IR
④初级有效值电流IRMS
步骤8根据电子数据表和所需IP值选择TOPSwitch芯片
①考虑电流热效应会使25℃下定义的极限电流降低10%,所选芯片的极限电流最小值ILIMIT(min)应满足:
0.9ILIMIT(min)≥IP
步骤9和10计算芯片结温Tj
①按下式结算:
Tj=[I2RMS×RDS(ON)+1/2×CXT×(VImax+VOR)2f]×Rθ+25℃
式中CXT是漏极电路结点的等效电容,即高频变压器初级绕组分布电容
②如果Tj>100℃,应选功率较大的芯片
步骤11验算IP IP=0.9ILIMIT(min)
①输入新的KRP且从最小值开始迭代,直到KRP=1
②检查IP值是否符合要求
③迭代KRP=1或IP=0.9ILIMIT(min)
步骤12计算高频变压器初级电感量LP,LP单位为μH
步骤13选择变压器所使用的磁芯和骨架,查出以下参数:
①磁芯有效横截面积Sj(cm2),即有效磁通面积.
②磁芯的有效磁路长度l(cm)
③磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL(μH/匝2)
④骨架宽带b(mm)
步骤14为初级层数d和次级绕组匝数Ns赋值
①开始时取d=2(在整个迭代中使1≤d≤2)
②取Ns=1(100V/115V交流输入),或Ns=0.6(220V或宽范围交流输入)
③Ns=0.6×(VO+VF1)
④在使用公式计算时可能需要迭代
步骤15计算初级绕组匝数Np和反馈绕组匝数NF
①设定输出整流管正向压降VF1
②设定反馈电路整流管正向压降VF2
③计算NP
④计算NF
步骤16~步骤22设定最大磁通密度BM、初级绕组电流密度J、磁芯的气隙宽度δ,进行迭代.
①设置安全边距M,在230V交流输入或宽范围输入时M=3mm,在110V/115V交流输入时M=1.5mm.使用三重绝缘线时M=0
②最大磁通密度BM=0.2~0.3T
若BM>0.3T,需增加磁芯的横截面积或增加初级匝数NP,使BM在0.2~0.3T范围之内.如BM<0.2T,就应选择尺寸较小的磁芯或减小NP值.
③磁芯气隙宽度δ≥0.051mm
δ=40πSJ(NP2/1000LP-1/1000AL)
要求δ≥0.051mm,若小于此值,需增大磁芯尺寸或增加NP值.
④初级绕组的电流密度J=(4~10)A/mm2
若J>10A/mm2,应选较粗的导线并配以较大尺寸的磁芯和骨架,使J<10A/mm2.若J<4A/mm2,宜选较细的导线和较小的磁芯骨架,使J>4A/mm2;也可适当增加NP的匝数.
⑤确定初级绕组最小直径(裸线)DPm(mm)
⑥确定初级绕组最大外径(带绝缘层)DPM(mm)
⑦根据初级层数d、骨架宽带b和安全边距M计算有效骨架宽带be(mm)
be=d(b-2M)
然后计算初级导线外径(带绝缘层)DPM:
DPM=be/NP
步骤23确定次级参数ISP、ISRMS、IRI、DSM、DSm
①次级峰值电流ISP(A)
ISP=IP×(NP/NS)
②次级有效值电流ISRMS(A)
③输出滤波电容上的纹波电流IRI(A)
⑤次级导线最小直径(裸线)DSm(mm)
⑥次级导线最大外径(带绝缘层)DSM(mm)
步骤24确定V(BR)S、V(BR)FB
①次级整流管最大反向峰值电压V(BR)S
V(BR)S=VO+VImax×NS/NP
②反馈级整流管最大反向峰值电压V(BR)FB
V(BR)FB=VFB+VImax×NF/NP
步骤25选择钳位二极管和阻塞二极管
步骤26选择输出整流管
步骤27利用步骤23得到的IRI,选择输出滤波电容COUT
①滤波电容COUT在105℃、100KHZ时的纹波电流应≥IRI
②要选择等效串连电阻r0很低的电解电容
③为减少大电流输出时的纹波电流IRI,可将几只滤波电容并联使用,以降低电容的r0值和等效电感L0
④COUT的容量与最大输出电流IOM有关
步骤28~29当输出端的纹波电压超过规定值时,应再增加一级LC滤波器
①滤波电感L=2.2~4.7μH.当IOM<1A时可采用非晶合金磁性材料制成的磁珠;大电流时应选用磁环绕制成的扼流圈.
②为减小L上的压降,宜选较大的滤波电感或增大线径.通常L=3.3μH
③滤波电容C取120μF/35V,要求r0很小
步骤30选择反馈电路中的整流管
步骤31选择反馈滤波电容
反馈滤波电容应取0.1μF/50V陶瓷电容器
步骤32选择控制端电容及串连电阻
控制端电容一般取47μF/10V,采用普通电解电容即可.与之相串连的电阻可选6.2Ω、1/4W,在不连续模式下可省掉此电阻.
步骤33选定反馈电路
步骤34选择输入整流桥
①整流桥的反向击穿电压VBR≥1.25√2 umax
③设输入有效值电流为IRMS,整流桥额定有效值电流为IBR,使IBR≥2IRMS.计算IRMS公式如下:
cosθ为开关电源功率因数,一般为0.5~0.7,可取cosθ=0.5
步骤35设计完毕
在所有的相关参数中,只有3个参数需要在设计过程中进行检查并核对是否在允许的范围之内.它们是最大磁通密度BM(要求BM=0.2T~0.3T)、磁芯的气隙宽度δ(要求δ≥0.051mm)、初级电流密度J(规定J=4~10A/mm2).这3个参数在设计的每一步都要检查,确保其在允许的范围之内.
开关电源变压器的设计方法及流程
我们以输出功率为5瓦以下的开关电源为例,讲解一下开关电源变压器的设计。
1电气要求:
输入电压:
AC90-264V/50-60HZ
输出电压:
5±0.2V
输出电流:
1A
2设计流程介绍:
2.1线路图如下:
说明:
W1,W3是做屏蔽用的,对EMI有作用;
Np是初级线圈(主线圈);
Nb是辅助线圈;
Ns次级线圈(二次侧圈数)。
2.2变压器计算:
2.2.1变压器的参数说明:
依据变压器计算公式
ØB(max)=铁心饱合的磁通密度(Gauss)
ØLp=一次侧电感值(uH)
ØIp=一次侧峰值电流(A)
ØNp=一次侧(主线圈)圈数
ØAe=铁心截面积(cm2)
ØB(max)依铁心的材质及本身的温度来决定,以浙江东磁公司的DMR40为例,100℃时的B(max)为4000Gauss,设计时应考虑零件误差,所以一般取3000~3600Gauss之间,若所设计的power为Adapter(有外壳)则应取3000Gauss左右,以避免铁心因高温而饱合,一般而言铁心的尺寸越大,Ae越高,所以可以做较大瓦数的Power。
2.2.2决定占空比:
由以下公式可决定占空比,占空比的设计一般以50%为基准,占空比若超过50%易导致振荡的发生。
ØNS=二次侧圈数
ØNP=一次侧圈数
ØVo=输出电压
ØVD=二极管顺向电压
ØVin(min)=滤波电容上的最小电压值
ØD=占空比
2.2.3决定Pout,Ip,Lp,Nps,Np,Ns值:
Pout=V2xIoutx120%
V2=Vout+Vd+Vt
因为I1p是峰峰值,如下图:
所以
Lp=
简化后
Lp=
Nps=
ØIp=一次侧峰值电流
ØI1p=一次侧尖峰电流值
ØPout=输出瓦数
ØVd=开关二级关的正向压降一般为0.55V
ØVt=输出滤波线圈的压降,一般取0.2V
Ø开关变压器的转换效率
ØPWM震荡频率
ØNps次级与初级的匝比
ØNp初级线圈圈数,Ns次级线圈圈数
2.2.4决定变压器线径及线数:
当变压器决定后,变压器的Bobbin即可决定,依据Bobbin的槽宽,可决定变压器的线径及线数,亦可计算出线径的电流密度,电流密度一般以6A/mm2为参考,电流密度对变压器的设计而言,只能当做参考值,最终应以温升记录为准。
2.2.5决定辅助电源的圈数:
依据变压器的圈比关系,可决定辅助电源的圈数及电压。
2.2.6变压器参数计算:
²输出瓦数10W(5V/2A),Core=EE-19,可绕面积(槽宽)=57mm,MarginTape=2.8mm(每边),剩余可绕面积=4.4mm,Ae=52
²假设fT=45KHz,Vin(min)=90V,=0.7,
²计算式:
l决定占空比:
假定D=0.48,f=45k
l计算Pout,Ip,Lp值:
V2=Vout+Vd+Vt
=5+0.55+0.2=5.75
Pout=V2xIoutx120%
=5.75x2x1.2=13.8W
==0.69A
=0.69/2.4=0.30A
Lp=
==1.6mH
Nps=
=5.75/100=0.058
==4.1取5圈
Np=5/0.058=88圈
辅助线圈电压为10V,则权数为
Nw4=10/100x88=9圈
l变压器材质及尺寸:
²由以上假设可知材质MBR40,尺寸=EE-19,Ae=0.52cm2,可绕面积(槽宽)=12mm,因MarginTape使用2.8mm,所以剩余可绕面积9.2mm.
l决定变压器的线径及线数:
=0.69A
=0.69/2.4=0.30A
²假设NP使用0.32ψ的线
电流密度=
可绕圈数=
²假设Secondary使用0.35ψ的线
电流密度=
²假设使用4P,则
电流密度=
可绕圈数=
2.2.7设计验证
将所得资料代入〈0.3T公式中,如此可得出B(max),若B(max)值太高或太低则参数必须重新调整。
=1.6x0.69/(88x52)x100
=0.28T<0.3T设计通过
正激式变压器开关电源工作原理
所谓正激式变压器开关电源,是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时,变压器的次级线圈正好有功率输出。
图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图,图1-17中Ui是开关电源的输入电压,T是开关变压器,K是控制开关,L是储能滤波电感,C是储能滤波电容,D2是续流二极管,D3是削反峰二极管,R是负载电阻。
在图1-17中,需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。
如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反,图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。
我们从(1-76)和(1-77)两式可知,改变控制开关K的占空比D,只能改变输出电压(图1-16-b中正半周)的平均值Ua,而输出电压的幅值Up不变。
因此,正激式变压器开关电源用于稳压电源,只能采用电压平均值输出方式。
图1-17中,储能滤波电感L和储能滤波电容C,还有续流二极管D2,就是电压平均值输出滤波电路。
其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路完全相同,这里不再赘述。
关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理,请参看“1-2.串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。
正激式变压器开关电源有一个最大的缺点,就是在控制开关K关断的瞬间开关电源变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势,这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。
因此,在图1-17中,为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件,在开关电源变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组,以及增加了一个削反峰二极管D3。
反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的,一方面,反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行限幅,并把限幅能量返回给电源,对电源进行充电;另一方面,流过反馈线圈N3绕组中的电流产生的磁场可以使变压器的铁心退磁,使变压器铁心中的磁场强度恢复到初始状态。
由于控制开关突然关断,流过变压器初级线圈的励磁电流突然为0,此时,流过反馈线圈N3绕组中的电流正好接替原来励磁电流的作用,使变压器铁心中的磁感应强度由最大值Bm返回到剩磁所对应的磁感应强度Br位置,即:
流过反馈线圈N3绕组中电流是由最大值逐步变化到0的。
由此可知,反馈线圈N3绕组产生的感应电动势在对电源进行充电的同时,流过反馈线圈N3绕组中的电流也在对变压器铁心进行退磁。
图1-18是图1-17中正激式变压器开关电源中几个关键点的电压、电流波形图。
图1-18-a)是变压器次级线圈N2绕组整流输出电压波形,图1-18-b)是变压器次级线圈N3绕组整流输出电压波形,图1-18-c)是流过变压器初级线圈N1绕组和次级线圈N3绕组的电流波形。
图1-17中,在Ton期间,控制开关K接通,输入电源Ui对变压器初级线圈N1绕组加电,初级线圈N1绕组有电流i1流过,在N1两端产生自感电动势的同时,在变压器次级线圈N2绕组的两端也同时产生感应电动势,并向负载提供输出电压。
开关变压器次级线圈输出电压大小由(1-63)、(1-69)、(1-76)、(1-77)等式给出,电压输出波形如图1-18-a)。
图1-18-c)是流过变压器初级线圈电流i1的波形。
流过正激式开关电源变压器的电流与流过电感线圈的电流不同,流过正激式开关电源变压器中的电流有突变,而流过电感线圈的电流不能突变。
因此,在控制开关K接通瞬间流过正激式开关电源变压器的电流立刻就可以达到某个稳定值,这个稳定电流值是与变压器次级线圈电流大小相关的。
如果我们把这个电流记为i10,变压器次级线圈电流为i2,那么就是:
i10=ni2,其中n为变压器次级电压与初级电压比。
另外,流过正激式开关电源变压器的电流i1除了i10之外还有一个励磁电流,我们把励磁电流记为&#8710;i1。
从图1-18-c)中可以看出,&#8710;i1就是i1中随着时间线性增长的部份,励磁电流&#8710;i1由下式给出:
当控制开关K由接通突然转为关断瞬间,流过变压器初级线圈的电流i1突然为0,由于变压器铁心中的磁通量不能突变,必须要求流过变压器次级线圈回路的电流也跟着突变,以抵消变压器初级线圈电流突变的影响,要么,在变压器初级线圈回路中将出现非常高的反电动势电压,把控制开关或变压器击穿。
如果变压器铁心中的磁通产生突变,变压器的初、次级线圈就会产生无限高的反电动势,反电动势又会产生无限大的电流,而电流又会抵制磁通的变化,因此,变压器铁心中的磁通变化,最终还是要受到变压器初、次级线圈中的电流来约束的。
因此,控制开关K由接通状态突然转为关断,变压器初级线圈回路中的电流突然为0时,变压器次级线圈回路中的电流i2一定正好等于控制开关K接通期间的电流i2(Ton+),与变压器初级线圈励磁电流&#8710;i1被折算到变压器次级线圈的电流之和。
但由于变压器初级线圈中励磁电流&#8710;i1被折算到变压器次级线圈的电流&#8710;i1/n的方向与原来变压器次级线圈的电流i2(Ton+)的方向是相反的,整流二极管D1对电流&#8710;i1/n并不导通,因此,电流&#8710;i1/n只能通过变压器次级线圈N3绕组产生的反电动势,经整流二极管D3向输入电压Ui进行反充电。
在Ton期间,由于开关电源变压器的电流的i10等于0,变压器次级线圈N2绕组回路中的电流i2自然也等于0,所以,流过变压器次级线圈N3绕组中的电流,只有变压器初级线圈中励磁电流&#8710;i1被折算到变压器次级线圈N3绕组回路中的电流i3(等于&#8710;i1/n),这个电流的大小是随着时间下降的。
一般正激式开关电源变压器的初级线圈匝数与次级反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组的匝数是相等的,即:
初、次级线圈匝数比为:
1:
1,因此,&#8710;i1=i3。
图1-18-c)中,i3用虚线表示。
图1-18-b)正激式开关电源变压器次级反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组的电压波形。
这里取变压器初、次级线圈匝数比为:
1:
1,因此,当次级线圈N3绕组产生的反电动势电压超过输入电压Ui时,整流二极管D3就导通,反电动势电压就被输入电压Ui和整流二极管D3进行限幅,并把限幅时流过整流二极管的电流送回供电回路对电源或储能滤波电容进行充电。
精确计算电流i3的大小,可以根据(1-80)式以及下面方程式求得,当控制开关K关闭时:
上式中右边的第一项就是流过变压器初级线圈N1绕组中的最大励磁电流被折算到次级线圈N3绕组中的电流,第二项是i3中随着时间变化的分量。
其中n为变压器次级线圈与初级线圈的变压比。
值得注意的是,变压器初、次级线圈的电感量不是与线圈匝数N成正比,而是与线圈匝数N2成正比。
由(1-82)式可以看出,变压器次级线圈N3绕组的匝数增多,即:
L3电感量增大,变压器次级线圈N3绕组的电流i3就变小,并且容易出现断流,说明反电动势的能量容易释放完。
因此,变压器次级线圈N3绕组匝数与变压器初级线圈N1绕组匝数之比n最好大于一或等于一。
当N1等于N3时,即:
L1等于L3时,上式可以变为:
(1-83)式表明,当变压器初级线圈N1绕组的匝数与次级线圈N3绕组的匝数相等时,如果控制开关的占空比D小于0.5,电流i3是不连续的;如果占空比D等于0.5,电流i3为临界连续;如果占空比D大于0.5,电流i3为连续电流。
这里顺便说明,在图1-17中,最好在整流二极管D1的两端并联一个高频电容(图中未画出)。
其好处一方面可以吸收当控制开关K关断瞬间变压器次级线圈产生的高压反电动势能量,防止整流二极管D1击穿;另一方面,电容吸收的能量在下半周整流二极管D1还没导通前,它会通过放电(与输出电压串联)的形式向负载提供能量。
这个并联电容不但可以提高电源的输出电压(相当于倍压整流的作用),还可以大大地减小整流二极管D1的损耗,提高工作效率。
同时,它还会降低反电动势的电压上升率,对降低电磁辐射有好处。
正激式变压器开关电源的优缺点
为了表征各种电压或电流波形的好坏,一般都是拿电压或电流的幅值、平均值、有效值、一次谐波等参量互相进行比较。
在开关电源之中,电压或电流的幅值和平均值最直观,因此,我们用电压或电流的幅值与其平均值之比,称为脉动系数S;也有人用电压或电流的有效值与其平均值之比,称为波形系数K。
因此,电压和电流的脉动系数Sv、Si以及波形系数Kv、Ki分别表示为:
上面4式中,Sv、Si、Kv、Ki分别表示:
电压和电流的脉动系数S,和电压和电流的波形系数K,在一般可以分清楚的情况下一般都只写字母大写S或K。
脉动系数S和波形系数K都是表征电压或者电流好坏的指标,S和K的值,显然是越小越好。
S和K的值越小,表示输出电压和电流越稳定,电压和电流的纹波也越小。
正激式变压器开关电源正好是在变压器的初级线圈被直流电压激励时,变压器的次级线圈向负载提供功率输出,并且输出电压的幅度是基本稳定的,此时尽管输出功率不停地变化,但输出电压的幅度基本还是不变,这说明正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性相对来说比较好;只有在控制开关处于关断期间,功率输出才全部由储能电感和储能电容两者同时提供,此时输出电压虽然受负载电流的影响,但如果储能电容的容量取得比较大,负载电流对输出电压的影响也很小。
另外,由于正激式变压器开关电源一般都是选取变压器输出电压的一周平均值,储能电感在控制开关接通和关断期间都向负载提供电流输出,因此,正激式变压器开关电源的负载能力相对来说比较强,输出电压的纹波比较小。
如果要求正激式变压器开关电源输出电压有较大的调整率,在正常负载的情况下,控制开关的占空比最好选取在0.5左右,或稍大于0.5,此时流过储能滤波电感的电流才是连续电流。
当流过储能滤波电感的电流为连续电流时,负载能力相对来说比较强。
当控制开关的占空比为
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