音频功放设计报告.docx
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音频功放设计报告.docx
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音频功放设计报告
实验报告
实验目的:
1、了解一些阻容元件、部分模拟元件的的封装特性及相关参数和对仿真软件(Multisim)的熟练应用。
2、加强我们对模拟电路相关知识的进一步了解。
3、提高我们对实际问题的分析及应对能力。
二、实验器材:
30W的烙铁1个、焊锡(若干)、软线(若干)、电源线30cm(d=0.7mm)、两孔插头1只、25W的220V(50HZ)—24V变压器1个、3W整流桥1只、2只2200uf的电解电容、2只470000uf的电解电容、3只100nf的电容、1个双音频插头、1个8欧10W的喇叭、1只10uf的电解电容、1只100uf的电解电容、3个50K的电位器、2个500欧的电位器、3个4.7K的电阻、1个220欧的电阻、2个15pf的电容、3个3904晶体管、2个3906晶体管、2个T1P41晶体管、2块散热片、2个1N4148开关二极管、10欧、220欧、470欧、33欧的电阻各1个。
三、原理简介
该电路主要有差动放大电路,交越失真消除电路,复合互补功率放大电路,负反馈放大电路和扬声器补偿电路组成。
(1)由于电路采用了电路直接耦合方式,因此温度漂移对电路的影响大,顾输入级采用了差动放大电路,从而有效的抑制了温漂,其中T1、T2和R2、R3、R6组成单端输入单端输出的差动放大电路。
该部分由于采用了2个特型相同的放大电路组成对称电路,并且在射级共同作用下,从而达到了抑制了零点漂移的效果。
其中共射级电阻R3的作用主要有以下2个:
其一,共射级电阻使放大电路由于零点漂移而产生变化的同时进行,从而达到抵消零点漂移的效果。
其二,共射级电阻用作负反馈电阻,通过电流负反馈用作而进一步的减小工作点的零点漂移。
(2)由T4、T5、T6、T7和R9、R10的可变电阻组成的复合推挽功率放大电路,其中T4、T6组成NPN型复合管,T5和T7组成PNP型复合管,其中复合管的电流放大倍数是两管的乘积,因此提供了很大的输出电流。
当输入信号在正半周期内,T4和T6工作,当输入信号在负半周期时,T5和T7工作而T6、T7此时是截止的,整个信号在复合管互相补充下放大输出,T6、T7的基极电阻R9、R10是分流电阻,其作用是使流入T6、T7基极的电流不至于过大而损坏功率管。
电源部分:
直流稳压电源一般由变压,整流,滤波,稳压四部分组成。
变压:
是将电网电压变成所需的交流电压,一般是由变压器完成的。
整流:
将交流电变成直流电。
滤波:
是将整流所得的脉动直流电(大小发生规律变化)中的交流成分滤除,一般采用的是电容滤波、电感滤波及阻容滤波电路。
稳压:
将滤波电路输出的直流电压稳定不变,使输出直流不随负载等的变化,一般是由稳压二极管稳压电路、串联式稳压电路、开关式稳压电路等写的组成。
整流电路可以把交流电变换成直流电,但负载上的直流电压确是脉动的,它们的大小每时每刻确实在变换的,不能满足电路对电源的要求,因此要尽量降低输出电压中的交流成分,并尽量保留其中的直流成分,所以要在整流部分增加滤波电路。
才电路的电源部分采用的事电容滤波,目的是将直流电压取出,滤去交流成分,由于电容c对直流电相当于开路,所以整流电路输出的直流电压不能经过c到达地端,只能进入到负载网络中。
对于整流单路输出的交流成分,由于电容c的容量较大,其容抗较小,交流成分通过c流到地端,而不能进入到负载网络,这样通过电容c的滤波,使其从单向脉动直流电中取出了所需的直流电压,滤波电容c的容量越大,对交流成分的影响就越小,使流入负载的交流成分越小,从而得到了很好的滤波效果。
实际数据的测量值:
(1)在没加信号的情况下:
V++=+17.04V--=--16.73
T1:
VB=27.7mvVc=16.38vVE=--0.65v
T2:
VB=1.8mvVc=15.42vVE=--0.64v
T3:
VB=0.74vVc=0.50vVE=--17.24v
T4:
VB=0.85vVc=VE=--0.5mv
T5:
VB=--0.58vVc=--16.70vVE=43mv
T6:
VB=0.50vVc=117.30vVE=0.3mv
T7:
VB=--15.3vVc=0.3mvVE=--16.70v
(2))频率F=1kHZ时:
V++=+9.70vV--=--11.86v
T1:
VB=--26.4mvVc=8.90vVE=--0.58v
T2:
VB=12.4vVc=8.80vVE=--0.60v
T3:
VB=9.60vVc=0.83vVE=10.50v
T4:
VB=0.83vVc=10.50vVE=0.60v
T5:
VB=--0.58vVc=--0.13vVE=--12.50v
T6:
VB=0.43vVc=--10.80vVE=30.3mv
T7:
VB=--12.70vVc=17.47mvVE=--13.10mv
(3)频率F=2kHZ时:
V++=+12.40vV--=--12.7v
T1:
VB=--26.9mvVc=11.70vVE=--0.58v
T2:
VB=--20.0mvVc=9.50vVE=--0.62v
T3:
VB=10.02vVc=0.86vVE=10.76v
T4:
VB=0.86vVc=11.62vVE=0.40v
T5:
VB=--0.44vVc=--12.84vVE=--0.13v
T6:
VB=0.61vVc=11.62vVE=38.2mv
T7:
VB=--13.30vVc=25.2mvVE=--13.64v
放大倍数Av=16v/0.2v=80
实际遇到的问题及解决的方案:
(1)频率失真
由于在应用中,放大电路的信号往往不是单一的正选信号,其中包含基波和各种频率的谐波,所以当信号时一非正弦波时,其中各次谐波的信号数不一样,不能均匀的放大信号而引起的频率失真。
为了避免产生显著的频率失真,应是非正弦信号中幅值较大的各次谐波频率都因在同频代范围内,所以要适当的减小输入信号的频率,从而避免产生频率失真。
注意:
频率失真和非线性失真相比,虽然从现象上来看,同样是表现为输出信号不能如实的反映输入信号的波形,但二者产生的原因是根本不同的。
频率失真:
是由于放大电路的同频代不够宽,因而对不同频率的信号不同而产生。
非线性失真:
是由于放大器的非线性而产生的。
(2)产生了零点漂移—直接耦合电路的突出的问题
若将一个直接耦合放大电路的输入端对地短路,并调整电路的输出电压也为0,从理论上讲,输出电压因一直保持为0,但在实际中,输出电压将离开零点,缓慢的发生着不规则的变化。
其中主要是由以下几个原因产生的:
<1>当电路工作一段时间后,电路各部分原件的温度升高,由于晶体管的Vbe,B和Icbo都是会随着温度的变化而变化,从而引起工作点的变动。
在直接耦合电路中,输入级静态工作点的漂移虽然不大,但经过放大电路后就会对末级有很大的印象,可能使末级进入截止区或饱和区。
<2>电源电压的波动的影响:
由于所用的直流电压大多是交流电进过整流和稳压获得的,虽然这种稳压电源的波动很小,但在直接耦合多级放大电路中,将这种微小的波动逐级放大后,输出地也会产生明显的零点漂移。
为了抑制零点漂移,一般采用以下几种方式:
<1>引入直流反馈以稳定静态工作点来减小零点漂移,分压式工作点稳定电路就是基于这种思想的。
<2>将两个参数对称的单管放大电路结成差分放大的结构形式,使输出端的零点漂移互相抵消,这种结构十分有效,放大电路的输入级基本都是采用的差分放大的结构。
(3)经整流电路出来以后正负电压相差较大
可能是由于一边的电容击穿了或是耐压值降低了,没有很好的起到滤波的作用,从而使一边的电压值比较高哦,没有起到降压的作用。
(4)交流信号输入不进去,但扬声器却又嗡嗡声
这种情况很可能是由于负反馈电路出现自激而产生的,通常消除自激又电容矫正和RC矫正。
电容矫正:
比较简单的消除自激的方法是在负反馈放大电路的适当地方接入一个电容。
如下图:
接入的电容相当于并联在前一级的负载上,在中、低频时,由于容抗很大,所以这个电容基本不起作用。
高频时,由于容抗较小,时前一级的放大倍数降低,从而起到破坏自己震荡的条件,是电路能稳定的工作。
还有就是在三极管VT2的基极和集电极之间接入一只小电容C,接入后,由于对高频信号存在强烈的负反馈作用,从而使放大器的增益小于1,从而达到消除自己震荡的作用。
RC校正:
采用电容校正的方法比较简单,但是主要缺点是放大电路的同频带将严重的变窄,此外,所需校正的电容C的电容值也比较大。
因此在实际的电路中,还可以利用电阻、电容元件串联组成的RC校正网络以消除自己震荡。
利用RC校正网络代替电容校正网络,将是同频带变窄的程度有所改善。
在高频段,电容的容抗减低,但因有一个电阻和电容串联,所以RC网络并联电路中,对高频电压放大倍数影响小一点。
在负反馈放大器电路中,加入校正出现问题,一般会出现自激现象,自激现象一般都是发生在高频段。
这是因为放大器对中频信号附加相移很小,对低频信号虽然也存在附加相移,但放大器对于频率低到一定程度的信号其放大倍数已近很小了,所以也不符合自激振幅条件。
当自激信号的频率落在音频范围内是,可以听到嗡嗡声,当自激信号的频率高于音频时,此时是超音频自激,此时虽听不到啸叫声,但然不能正常工作。
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