山东大学 高频电子线路第五章高频功率放大器山东大学期末考试知识点复习.docx
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山东大学高频电子线路第五章高频功率放大器山东大学期末考试知识点复习
第五章高频功率放大器
5.2.1高频功率放大器与低频功率放大器的异同点
1)相同点:
要求输出功率大,效率高。
2)不同点:
低频功率放大器相对频带宽;高频功率放大器相对频带很窄,可以用调谐回路作负载,能工作于丙类。
5.2.2谐振功率放大器的工作原理
图5.2.1是高频谐振功率放大器的基本电路。
图5.2.2(a)是放大器工作于丙类时,所得到的集电极电流脉冲波
形。
当回路谐振时,各极电压与电流的波
形如图5.2.2(b)所示。
注意,此时集电
极电流脉冲是在集电极瞬时电压最低时通
过,因而电流脉冲幅度小,平均集电极电
流最低,集电极耗散功率最小,因而集电极效率最高。
各极电压的关系式为
图5.2.2(b)对于理解谐振放大器的工作原理非常重要,应充分理解并牢记。
α0、α1等值可由原书图5.3.4或附录5.1查得。
5.2.3动态特性与负载特性
动态特性曲线(负载线)是指vB、vC同时变化时,表示ic-vc关系的曲线。
当晶体管的静态特性曲线理想化为折线,放大器工作于负载回路谐振状态时,动态特性曲线是一条直线。
由式(5.2.1)与式(5.2.2),消去cosωt,得
另一方面,晶体管的折线化方程为
ic=gc(vB-VBZ)(5.2.10)
动态特性应同时满足外部电路关系式(5.2.9)与内部关系式(5.2.10)。
将式(5.2.9)代入式(5.2.10),即可得出在ic-vc坐标平面上的动态特性曲线(负载线或工作路)方程:
的直线,如图5.2.3中AB线所示。
图中示出动态特性曲线的斜率为负值,它的物理意义是:
从负载方面看来,放大器相当于一个负电阻,亦即它相当于交流电能发生器,可以输出电能至负载。
作出动态线后,由它和静态特性曲线的相应交点,即可求出对应各种不同ωt值的ic值,绘出相应的ic脉冲波形,如图5.2.3所示。
对应不同的负载阻抗Rp的值,可以得出对应各种不同Rp值的动态特性直
线与相应的集电极电流脉冲波形,如图5.2.4所示。
动态线1的Rp小,放大器工作于欠压状态。
动态线2与临界线OP相交,放大器工作于临界状态。
动态线3所产生的电流脉冲顶部下凹,为过压状态。
由此可见,当VCC、VBB、Vbm等维持不变时,变动Rp会引起电流脉冲的变化,同时也就引起Vcm、Po与η等的变化。
各个电流、电压、功率与效率等随Rp而变化的曲线就是负载特性曲线。
负载特性曲线是高频功率放大器的重要特性之一。
我们可以借助于动态特性与由此而产生的集电极电流脉冲波形的变化,来定性地说明负载特性。
仔细观察图5.2.4,在欠压区至临界线的范围内,当Rp逐渐增大时,集电极电流脉冲的最大值iCmax以及流通角θc的变化都不大。
Rp增加,仅仅使iCmax略有减小。
因此,在欠压区内的IC0与Icm1几乎维持常数,仅随Rp的增加而略有下降。
但进入过压区后,集电极电流脉冲开始下凹,而且凹陷程度随着Rp的增大而急剧加深,致使IC0与Icm1也急剧下降。
这样,就得到了图5.2.5(a)的IC0、Icm1随Rp而变化的曲线。
再由Vcm=Icm1Rp的关系式看出,在欠压区由于,Icm1变化很小,因此Vcm随Rp的增加而直线上升。
进入过压区后,由于,Icm1随Rp的增加而显著下降,因此Vcm随Rp的增加而很缓慢地上升。
近似地说,欠压时,Icm1几乎不变,过压时Vcm几乎不变。
因而可以把欠压状态的放大器当作一个理想电流源;把过压状态的放大器当作一个理想电压源。
以下再讨论图5.2.5(b)所示的功率与效率曲线。
直流输入功率P==VCCIC0。
由于VCC不变,因此P=曲线与,IC0曲线的形状相同。
交流输出功率Po=VcmIcm1/2,因此Po曲线可以从Vcm与Icm1两条曲线相乘求出来。
由图5.2.5(b)看出,在临界状态,Po达到最大值。
这就是为什么我们在设计高频功率放大器时,如果从输出功率最大着眼,就应力求它工作在临界状态的原因。
集电极耗散功率Pc=P=-Po,故Pc曲线可由P=与Po曲线相减而得。
由图5.2.5知,在欠压区内,当Rp减小时,Pc上升很快。
当Rp=0时,Pc达到最大值,可能使晶体管烧坏。
必须避免发生这种情况。
效率ηc=Po/P=在欠压时,P=变化很小,所以ηc随Po的增加而增加;到达临界状态后,开始时因为Po的下降没有P=下降快,因而ηc继续增加,但增加很缓慢。
随着Rp的继续增加,Po因Icm1的急速下降而下降,因而ηc略有减小。
由此可知,在靠近临界的弱过压状态出现ηc的最大值。
三种工作状态的优缺点综合如下:
1)临界状态的优点是输出功率最大,ηc也较高,可以说是最佳工作状态。
这种工作状态主要用于发射机末级。
2)过压状态的优点是,当负载阻抗变化时,输出电压比较平稳;在弱过压时,效率可达最高,但输出功率略有下降。
它常用于需要维持输出电压比较平稳的场合,例如发射机的中间放大级。
3)欠压状态的输出功率和效率都比较低,一般较少采用。
用类似上述的分析方法,根据图5.2.4,可以求出各极电压变化时,放大器工作状态的变化,得出图5.2.6与图5.2.7。
由图5.2.6可见,在过压状态,VCC的变化可引起Icm1的显著变化,因而集电极调幅应工作于过压状态。
由图5.2.7可见,在欠压状态,Vbm的变化可引起Icm1的显著变化。
因此,基极调幅应工作于欠压状态。
5.2.4晶体管功率放大器的高频特性
晶体管在高频工作时,有如下特点:
1)发射极电流出现负脉冲,而且主脉冲高度有所下降。
2)发射结的有效激励电压小于外加激励电压,集电极电流减小。
3)集电极电流的基波分量落后于激励电压,亦即产生了附加相移。
4)基极电流减小,甚至可能出现反向直流。
5)在更高频率时,还要考虑各极引线电感的影响。
5.2.5高频功率放大器的电路组成
1)馈电线路的组成三原则见图5.2.8。
根据这三个原则,可以组成如图5.2.9(a)与(b)所示的串联馈电与并联
馈电两种电路。
必须注意,所谓“串馈”
或“并馈”,只是就电路的。
结构形式而
言。
对于电压来说,无论是串馈或并馈,
直流电压与交流电压总是串联的。
基极电路同样也有串馈与并馈两种形式,如图5.2.10(a)与(b)所示。
事实上,常采用如图5.2.11所示的几种电路来产生所需要的VBB。
图5.2.11(a)、(b)是并馈,(c)是串馈。
2)输出、输入与级问耦合回路
以输出回路为例,放大器与负载之间所用的回路可用图5.2.12所示的四端网络来表示,它应完成的任务是:
①使负载阻抗与放大器所需要的最佳
阻抗相匹配,以保证放大器传输到负
载的功率最大,即它起着匹配网络的
作用。
②抑制工作频率范围以外的不需要频率,即它应有良好的滤波作用。
③在有几个电子器件同时输出功率的情况下,保证它们都能有效地传送功率到负载,但同时又应尽可能地使这几个电子器件彼此隔离,互不影响。
本节主要研究用什么网络形式来完成前两个任务,即匹配与滤波作用。
至于完成第三个任务的问题,则留在以后的“功率合成器”一节中解决。
最常见的输出回路形式是图5.2.13所示的复合输出回路。
这种电路是将天线(负载)回路通过互感或其他形式与集电极调谐回路相耦合。
图中,介于电子器件与天线回路之间的L1C1回路就叫做中介回路;RACA分别代表天线的辐射电阻与等效电容;Ln、Cn为天线回路的调谐元件,它们的作用是使天线回路处于串联谐振状态,以获得最大的天线回路电流iA,亦即使天线辐射功率达到最大。
由耦合回路的理论可知,当天线回路调到串联谐振时,反映到L1C1中介回路的等效电阻为
因而等效回路(图5.2.14)的谐振阻抗为
由上式显然可知,改变M,就可以在不影响回路调谐的情况下,调整中介回路的等效阻抗Rp',以达到阻抗匹配的目的。
为了使器件的输出功率绝大部分能送到负载RA上,希望反映电阻r’>>回路损耗电阻r1。
衡量回路传输能力优劣的标准,通常以输出至负载的有效功率与输入到回路的总交流功率之比来代表。
这个比值叫做中介回路的传输效率ηk,简称中介回路效率。
由图5.2.14可知
式(5.2.16)说明,要想回路的传输效率高,则空载Q值(Q0)越大越好,有载Q值(QL)越小越好,也就是说,中介回路本身的损耗越小越好。
在广播波段,线圈的Q0值约为100~200。
QL一般不小于10。
匹配网络还有许多形式。
例如图5.2.15所示两种π形网络就是其中形式之一。
图下方所注的计算公式是从下列三个条件推导出的:
①网络的匹配条件;②网络的谐振条件;③假设QL为已知。
输入和级间匹配网络可以用图5.2.16所示的T型网络为例。
下方所注的计算公式也是根据上述三个条件推导出来的。
5.2.6丁类(D类)功率放大器
丁类放大器的晶体管工作于开关状态:
导通时,管子进入饱和区,器件内阻接近于零;截止时,电流为零,器件内阻接近于无穷大。
这样,就使集电极功耗大为减小,效率大大提高。
在理想情况下,丁类放大器的效率可达100%。
晶体管丁类放大器都是由两个晶体管组成的,它们轮流导电,来完成功率放大任务。
控制晶体管工作于开关状态的激励电压波形可以是正弦波,也可以是方波。
晶体管丁类放大器有两种类型的电路:
一种是电流开关型,另一种是电压开关型。
它们的典型电路分别如图5.2.17(a)与(b)所示。
在电流开关型电路中,两管推挽工作,电源VCC通过大电感L’供给一个恒定电流ICC。
两管轮流导电(饱和),因而回路电流方向也随之轮流改变。
在电压开关型电路中,两管是与电源电压VCC串联的。
当上面的晶体管导通(饱和)时,下面的晶体管截止,A点的电压接近于VCC;当上面的晶体管截止时,下面的晶体管饱和导通,A点的电压接近于零。
因而A点的电压波形即为矩形波。
图5.2.17(a)与(b)分别示出各点的电压与电流波形。
对于电流开关型丁类放大器经分析,得到如下结果:
输出功率为
直流输入功率为
因而集电极耗散功率为
由此得集电极效率为
由此可见,晶体管的饱和压降VCE(sat)越小,ηC就越高。
若VCE(sat)→0,则ηC→100%。
这是丁类放大器的主要优点。
对电压开关型丁类放大器分析,所得结果如下:
输出到谐振回路的交流功率为
直流输入功率为
因此集电极效率为
集电极功率耗散为
将式(5.2.21)的关系代入,式(5.2.25)可简化为
丁类放大器的优点:
由于它是两管工作,输出中的最低次谐波是三次的,而不是二次的,因此谐波输出较小;效率高。
其缺点是:
开关转换瞬间的器件损耗随开关频率的上升而加大,因此频率上限受到限制;在开关转换瞬间,晶体管可能同时导电或同时断开,可能由于二次击穿作用,使晶体管损坏。
为了在电路上加以改进,就出现了戊类(E类)放大器。
5.2.7戊类(E类)功率放大器
晶体管丁类放大器总是由两个晶体管组成的,而戊类放大器则是单管工作于开关状态。
它的特点是选取适当的负载网络参数,以使它的瞬态响应最佳。
也就是说,当开关导通(或断开)的瞬间,只有当器件的电压(或电流)降为零后,才能导通(或断开)。
这样,即使开关转换时间与工作周期相比较已相当长,也能避免在开关器件内同时产生大的电压或电流。
这就避免了在开关转换瞬间内的器件功耗,从而克服了丁类放大器的缺点。
图5.2.18(a)所示为戊类放大器的基本电路,图中L0C0为串联调谐回路,C1为晶体管的输出电容,C2为外加电容,以使放大器获得所期望的性能,同时也消除了在丁类放大器中由C1所引起的功率损失,因而提高了放大器的效率。
图5.2.18(b)是图5.2.18(a)的等效电路。
电路中各元件的选取可用下列经验公式:
上列式中,B=ωC;X见图5.2.18(b)。
5.2.8宽带高频功率放大器
本节的核心是传输线变压器原理。
图5.2.19(a)为一个1:
1的传输线变压器的结构示意图。
图5.2.19(b)是传输线变压器的电路表示形式;图5.2.19(c)是用普通变压器表示的电路形式。
在低频率时,变压器模式起主要作用,此时线圈中有激磁电流,在磁心中产生公共磁场,有铁心损耗。
另一种是传输线模式,即在两个线圈中通过大小相等、方向相反的电流,磁心中的磁场正好互相抵消。
因此,磁心没有功率损耗。
这是在高频工作的模式。
这也是传输线变压器具有在很宽频率范围内具有良好频率特性的原因。
图5.2.20(a)、(b)、(c)是最常用的1:
4(或4:
1)阻抗传输线变压器的结构示意图与电路的表示形式。
图5.2.21所示为一个典型1:
4阻抗变换器的实验结果。
下降3dB带宽自200kHz至715MHz,可见频带是很宽的。
这种传输线变压器是将绕组看成两根平行的传输线,它可以起一个1:
4阻抗变换作用,使2、3两端的RL=4Rs折合到2、4两端等于RL/4,以与电源内阻Rs相匹配。
从图5.2.20(b)与(c)的等效电路很容易看出这种阻抗变换关系。
这种1:
4的阻抗变换关系也可以从2、4两端向右方看去的输入阻抗Zi的公式来证明。
根据传输线方程推导得到
此时,Zi与电源内阻Rs相匹配,传输功率达到最大值。
此时要求传输线的特性阻抗Zc的值为
Zc=Rc(opt)=2Rs(5.2.34)
以上的推导是基于假定传输线的αl→0(α为传输线的相移常数;l为传输线长度)。
当频率升高,αl不能忽略时,将产生插入损耗。
为了兼顾低频要求初级线圈电感足够大;在高频端又要求αl足够小。
可以用下列经验公式来估算所需的绕组长度:
式中,fu为最高工作频率,单位为MHz;n为常数,一般取为0.08左右。
式中,f1为最低工作频率,单位为MHz;μ/μ0为铁心在f1时的相对磁导率。
利用传输线变压器的宽频带特性,即可构成宽带功率放大器。
图5.2.22是这种宽带放大器的典型电路,图中的Tr1、Tr2与Tr3就是宽带传输线变压器。
Tr1与Tr2串接是为了进行阻抗变换,以使T2的低输入阻抗变换为T1所需的高负载阻抗。
为了使放大器的特性良好,每一级都加了电压负反馈电路(T1中的1800Ω与47Ω串联,T2中的1200Ω与12Ω串联)。
为了避免寄生耦合,每级的集电极电源都有电容滤波,它们都由大小不同的三个电容组成,分别对不同的频率滤波。
其他元件的作用与一般放大器相同。
由于没有采用调谐回路,不言而喻,这种放大器应工作于甲类状态。
输出级应采用推挽电路,以减小谐波输出。
若采用乙类或丙类工作,则必须在它后面加入适当的滤波器,以滤除谐波。
宽带功率放大器的主要缺点是效率低,一般只有20%左右。
这是为了获得足够带宽所必须付出的代价。
5.2.9功率合成器
1)功率合成与分配网络应满足的条件
图5.2.23是一个输出功率为35W的功率合成器方框图示例。
图中每一个三角形代表一级功率放大器,每一个菱形则代表功率分配或合成网络。
图中第一级放大器将1W输入信号功率放大到4W,第二级进一步放大到11W。
然后在分配网络中将这11W分离成相等的两部分,继续在两组放大器中分别进行放大,又在第二个分配网络中分配,经放大后,再在合成网络中相加。
上、下两组相加的结果,最后在负载上获得35w的输出功率。
由上例可知,功率合成器的关键部分是功率合成与分配网络。
理想的合成与分配网络应满足的条件是:
a)N个同类型的放大器,它们的输出振幅相等,每个放大器供给匹配负载以额定功率Pso,则N个放大器输至负载的总功率为NPso。
这叫做功率相加条件。
并联和推挽电路能满足这一条件。
b)合成器的各单元放大电路彼此隔离,也就是说,任何一个放大单元发生故障时,不影响其他放大单元的工作,这些没有发生故障的放大器照旧向电路输出自己的额定输出功率Pso。
这叫做相互无关条件。
这是功率合成器的最主要条件。
并联和推挽电路不能满足这一条件。
要想满足功率合成器的上述条件,关键在于选择合适的混合网络(hybridcircuit)。
晶体管放大器功率合成所用的混合网络主要是§5.2.8节中已讨论过的传输线变压器,特别是1:
4传输线变压器。
下面就来讨论用传输线变压器组成的混合网络的原理。
2)功率合成(或分配)网络原理
利用1:
4传输线变压器①组成的功率合成或分配网络的基本电路如图5.2.24(a)所示。
为了便于分析,也可以将它改画成如图5.2.24(b)所示的等效电路。
在分析时,应注意以下两点:
a)根据传输线的原理,它的两个线圈中对应点所通过的电流必定是大小相等、方向相反的。
b)在满足匹配条件,并略去传输线上的损耗时,变压器输入端与输出端电压的振幅也应该是相等的。
为了满足合成(或分配)网络所需要的条件,通常取RA=RB=ZC=R,RC=ZC/2=R/2,RD=2ZC=2R。
此处ZC=R为传输线变压器的特性阻抗。
现在要证明,C端与D端是互相隔离的,同样,A端与B端也是互相隔离的。
根据网络的对称性,容易看出,如果从c端馈入信号,如图5.2.25(a)所示,则A、B两端的电位应该是大小相等、相位相同的,因此D端无输出。
反之,如果从D端馈入信号,如图5.2.25(b)所示,则由网络的对称性,必然有I1=I2,I=0,即C端无输出,A、B两端则得到大小相等、相位相反的信号。
由此可知,C、D两端互不影响,即它们是互相隔离的。
从C端馈入信号功率,在RA、RB上获得同相等功率的信号,即它可以作为同相功率分配网络。
从D端馈入信号功率,则在RA、RB上获得反相等功率信号,即它可作为反相功率分配网络。
同样可以证明,A、B两端也是互相隔离的,而且当A、B两端输入反相激励时,D端输出,C端无输出,这是反相功率合成网络。
如果A、B两端输入同相激励时,则在C端获得输出,D端无输出,这是同相功率合成网络。
若只有A端(或B端)有激励,B端(或A端)短路或开路时,则功率平均分配到C端与D端,B端(或A端)无输出。
亦即A、B两端是互相隔离的。
必须说明,A端与B端和C端与D端互相隔离的条件是
此处R为传输线的特性阻抗。
上面讨论的混合网络,D端输出(或输入)信号必须是对地对称的。
如果D端信号有一端必须接地,就需要再加入一个1:
1传输线变压器来完成由不平衡到平衡的转换,如图5.2.26所示。
图中传输线变压器①的作用和以前
一样,仍然是一个1:
4阻抗变换
器,起到混合网络的作用;传输线
变压器②则为一个1:
1阻抗变换
器,起到由不平衡到平衡的转换作
用。
3)功率合成电路举例
图5.2.27是一个反相(推挽)功率合成器的典型电路,它是
由图可知,A、B端为反相激励,因此这是一个反相功率合成器。
图5.2.28表示一个典型的同相功率合成电路,图中Tr1与Tr6起同相隔离混合网络的作用。
Tr1为功率分配网络,它的作用是将C端的输入功率平均分配,供给A端与B端同相激励功率。
Tr6为功率合成网络,它的作用是将晶体管输至A、B两端的功率在C端合成,供给负载。
Tr2、Tr3与Tr4、Tr5分别为4:
1与1:
4阻抗变换器,它们的作用是完成阻抗匹配,各处的阻抗均已在图中注明。
晶体管发射极接人1.1Ω的电阻,用以产生负反馈,以提高晶体管的输入阻抗。
各基极串联的22Ω电阻作为提高输入电阻与防止寄生振荡之用。
D端所接的200Ω与400Ω电阻是Tr1与Tr6的假负载电阻。
5.2.10晶体管倍频器
倍频器是一种输出频率等于输入频率整数倍的电路,如图5.2.29所示的例子。
晶体管倍频器有两种主要形式:
一种是利用丙类放大器电流脉冲中的谐波来获得倍频,叫做丙类倍频器;另一种是利用晶体管的结电容随电压变化的非线性来获得倍频,这是半导体器件所特有的性质,可叫做参量倍频器。
我们已经熟知,丙类放大器的电流是脉冲状,所包含的谐波很丰富。
如果使集电极回路不是谐振于基频,而是谐振于n次谐波,那么,回路对基频和其他谐波的阻抗很小,而对n次谐波的阻抗则达到最大,且呈电阻性。
于是回路的输出电压和功率就是n次谐波。
这就起到了倍频作用。
工作于二次谐波的倍频器各极电压与电流关系见图5.2.30(此处仍以晶体管电路为例,但所得结论同样适用于电子管电路)。
由于集电极回路谐振于二次谐波,因此vc的频率比基极信号频率高一倍,同时,vCmin与vBmax仍在同一点相遇。
瞬时集电极电压与瞬时基极电压的表示式可分别写成
vC=VCC-Vcmcos2ωt(5.2.38)
和vB=VBB+Vbmcosωt(5.2.39)
为了比较,图中同时用虚线画出它作为放大器时的vC=VCC-Vcmcosωt的曲线。
由图可以看出,在有ic流通的时间内,倍频器的集电极瞬时电压上升速度比较快。
因此,在同样的vCmin值的情况下,倍频器的集电极耗散功率Pc比正常工作于基频时大得多,亦即集电极效率ηc要低得多。
为了避免Pc太大,应减小倍频器的集电极电流通角θc,以减小Pc,提高ηc。
随着倍频次数的增加,所需的激励信号幅度增加,而输出功率与集电极效率则迅速下降。
因此一般倍频次数取为2~3。
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