交互式正激电路拓扑及其优点UCC28220.docx
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交互式正激电路拓扑及其优点UCC28220
交互式正激电路拓扑及其优点
新世纪不少公司都设计出了两相交互式的正激电路的DC/DC变换器,它的优势在于它可以充分地利用的输入滤波器及输出滤波器,减小输入电流的纹波,减小输出电流的纹波,同时使适应小功率的输入滤波扩大一倍的传送功率的能力,减少输入输出滤波电容的RMS电流,这也就提高了电源的功率密度降低了成本。
UCC28220/28221即是一款专门为此设计的控制IC,现在来介绍分析其应用,并给出一款设计范例。
UCC28220/28221是采用BiCMOS工艺设计制造的一款IC,共有两个独立的控制通道,采用峰值电流式控制,以确保两通道的均衡,共享一套振荡器,在同频率下工作,但驱动脉冲的相位相差180℃,两通道的最大占空比箝制可以到60%~90%.正常工作时控制在40~50%.UCC28220的起动UVLO为10V,工作于12V的VDD之下。
UCC28221为13V起动8V关断,其它特色还有可调内部斜率补偿,它可以确保以相同斜率加到每一通道。
起动适用于通讯系统直接设110V内部JFET起动电流源(此技术仅UCC28221)。
内部等效电路如图1。
图1UCC28220/1的内部等效电路
首先介绍IC各引脚功能
VDD.IC的供电端子,内部有监视此电压的UVLO电路,这一特性用于确保起动过程没有误操作,直到VDD电压达到UVLO值。
此前为低功耗状态,仅要大约150uA电流,同时,强制SS,CS1,CS2,OUT1和OUT2为低电平状态。
当起动后如果VDD又降到8V以下,则IC重新回到低功耗状态。
V1N.(仅UCC28221).该端子内有一高压JFET用于起动。
其漏极直接引出接外部高压源,而其源极接到VDD,起动过程中,JFET给出12mA电流到VDD,给其旁路电容充电,当VDD达到13V时,IC起动,同时JFET关断。
CS1及CS2此二个端子为电流检测输入,在此信号送达PWM比较器之前,内部为0.5V以下,斜率补偿的斜波加到此端子。
线性工作范围为0~1.5V,每次其各自输出为低电平时,此端电平也被拉到地。
SLOPE.此端设置一个电流用于斜率补偿的斜波,接一电阻到地设置这个电流,内部分成1/25后给内部10pf电容充电,在正常工作时,此端电压约为2.5V。
SS.接一电容到GND设置软起动时间,给IC作软起动,从此端源出或漏入电流等于CHG端电阻设定的振荡器充电电流的三分之一或七分之一。
软起动电容在UVLO及线路OV-UV时为低电平。
一旦OV或UV故障出现,软起动电容放电保持低电平,故障期间,此电容不会快速放电,用此方式,控制器能快速地恢复。
此端还可用于使能/禁止的控制。
CHG.从此端接一电阻到地,设置给内部CT电容充电,以决定IC工作频率,再用一电阻接到DISCH端用于设置频率及最大占空比,正常工作时,其电压约2.5V。
DISCH.从此端接一电阻到GND,设置内部C7的放电电流,再用一电阻接到CHG设置频率及最大占空比。
正常工作时电压约2.5V。
OUT1及OUT2.这是与外部MOSFET驱动器接口的PWM输出缓冲器,输出驱动能力为33mA。
输出阻抗100Ω。
电平在VREF到GND。
L1NEOV此端接内部比较器,用于监视线路电压用于过压保护电压为1.26V。
L1NEUV,此端接内部比较器用于欠压,典型值为1.26V。
L1NEHYST.此端控制L1NE的OV及L1NE的UV端,掌握两者窗口阈值。
REF,基准电压为3.3V,给两输出供电,也给IC内其它电路供电。
设置短路保护为改善噪声免除推荐外部最少用0.1uf电容旁路到地。
IC电路介绍
该器件由几个能更好地管理好两个斜率补偿的交互PWM的通道组成。
电路在VDD8V~14V电压供电下运行,UCC28221多一个JFET起动电路其它部分相同。
UCC28220/28221是一款初级侧控制电路,交互地控制两个通道的功率变换,器件用于正激及反激拓扑均可,有从60%~90%的最大占空比,增加辅助驱动即可实现有源箝位控制方式,也可以采用RCD箝位或谐振式复位的正激电路,为确保两通道均衡整个变换器输出电流,使用了电流型控制,用了内部斜率补偿,它让用户可设置超过50:
1范围的能力,以确保宽范围应用及小信号时的稳定。
线路过压及欠压的确定
在线路电压超出工作范围时,IC有三个端子处理开启,关断及软起动,过压点,欠压点及窗口阈值可以用外部电阻来精确设置。
图1及图2展示出细节,由下面几个公式表示出来:
过压,欠压的窗口,可用V2-V1及V4-V3计算,R4设置窗口的总量.下面的数值即为所求出的各元件值。
VDD
由于在VDD的电容中要储存所需能量,要足够的电解电容,为了噪声免除要并一支0.1uf电容旁路,在多数场合,对MOSFET的驱动器的偏置电压也要接于VDD,因此从输入电压接一串联电阻到此端用于起动(UCC28220)。
基准电压
此端加一较大旁路电容,用于噪声免除,推荐为0.1uf。
振荡器及最大占空比设置
振荡器采用内部电容给两个PWM通道产生时基,振荡频率可从200KHz调到2MHz,占空比范围可从20%~80%。
调节两个PWM频率为振荡器的1/2,死区时间亦是。
20%振荡器占空比对应60%的最大占空比输出。
80%振荡器占空比对应90%的最大占空比输出。
设计计算公式如下:
此处,Kosc=2×1010Ω/s.fout=芯片输出的工作频率。
DMAX(out)=芯片输出的最大占空比限制。
DMAX(osc)=芯片振荡器的最大占空比输出。
Fosc=振荡器频率。
RcHG=外振荡器电阻设置充电电流的电阻。
RDISCHG=外振荡器电阻设置放电电流的电阻。
起动JFET部分
内部一支110VJFET放入可从36~75V通信电压作输入源,当VD达到13V时,JFET导通,作为电流源给VDD电容充电作偏置源。
此时,VDD达到13V,器件起动,驱动输出,同时JFET关断,而当VDD减到10V以下,器件输出终止。
见图2。
UCC28220没有此部分。
软起动
SS端强制一电流输出等于由RCHG设置电流的3/7,提供给SS上电容的斜波,此电流等于2.5V/RCHG,此斜波电压超过CTRL端上的占空比命令即允许启动,在允许的初级侧软起动迅速完成。
即允许二次侧产生电压,并反馈,一旦软启动阶段完成,二次侧的闭环软起动即实现。
Iss即是SS端在软起动时给出的电流。
电流检测
电流检测信号CS1及CS2的水平为0.5V,并有斜率补偿的斜波也加到其上。
电流检测信号幅度在满载时如下选择,要非常的接近最大控制电压,此系为了在短路时限制峰值输出电流时使用。
输出驱动
UCC28220/28221要与MOSFET驱动器接口如UCC27323/4等,不如此,则驱动能力很低,内阻约为100ohm幅度为VREF到GND。
斜率补偿
UCC28220/28221的斜率补偿电路工作在逐个周期的偏置状态,两通道有各自的斜率补偿,用精密安排的相同方式以达到两路均流的目的,而不影响斜率补偿,对每个通道,内部电容用来复位使通道关闭,在PWM周期开始时,SLOP端的电流镜像进入此电容,并开发出两个独立的斜波,在通道输出从低到高时,两个通道的斜波即开始,两斜波是交替的,这些内部斜波加到电流检测端子的电压上,CS1及CS2形成到PWM比较器的输入信号。
为确保稳定,斜率补偿电路必须加到每个电流检测信号的下斜率的1/5~1倍,这样再加到PWM比较器的输入。
用此模式决定斜率补偿电阻的斜率。
再决定斜率补偿电阻值Rseope,以提供所需的补偿总量。
典型电路的结构如下。
图2UCC28221控制的交互式正激电路结构图
下面我们介绍UCC28221控制的交互正激电路的设计程序。
由UCC28221组成的200W通讯用DC/DC详细电路如图3。
图3UCC28221组成的200WDC/DC电路
功率级设计
1.主功率变压器匝数比(T3及T4)
第一步计算所需的变压器匝比,由最大占空比0.5,此为最低输入电压Vin(min)计算如下:
2.输出滤波电感的选择
输出滤波电感按最坏情况的纹波电流计算,此时为最小占空比Din及最大输出功率Pout(max)(200W)。
输出电容的纹波电流在交互式正激电路中Lout在最大纹波电流60%时计算,对于本设计,选择3.2uH的薄型电感,为VISHAY公司IHLP5050D。
3.选择半导体功率元件Q1,Q2,D8,D9,D10,D11。
在选择功率元件MOSFET及肖特极二极管之前需求出各元件的功耗。
Psemi假设效率为85%,为实现设计目标,要预计一下各元件功耗,每个元件应小于总功耗的1/6,按下式求出为5W。
4.功率MOSFET的选择(Q1,Q2)
寻找合适的MOSFET以实现效率目标,需要计算和试验。
下面公式将帮助你估计MOSFET的漏源电压,即MOSFET在ON及OFF时的损耗,PGATE为驱动损耗,Pcoss为MOSFET输出电容带来的损耗,综和在一起,对本设计我们选择VASHAY公司的SVM65N20-30,这是一支200V的功率MOSFET,按其参数计算出的损耗约6.8W。
5.输出整流的选择(D8,D9.D10,D11)
功耗预计给出的输出部分为16.4W,下面几个公式给出输出整流器的最大反向电压。
VD(MAX)二极管的功耗PD(MAX)二极管正向压降为0.75V,按下面公式计算出为12.5W,萧特基能承受的反压为85V。
6.展示交互正激变换器的意义
两组交互式正激变换器即两个相差180℃的正激电路,两个关键的意义即是减少输入及输出电容上的纹波电流,图4所展示的输入输出电容的纹波电流波形系在50%占空比时。
图4交互式正激电路中输入及输出电流纹波对消
输入电容CIN需要滤掉变压器电流的AC成分,输入电压电流(ICIN)是直流输入电流IIN。
少于两变换器电流(It1+It2).由于占空比D约50%。
变换器负载的总电流接近DC输入电流,输入电容仅需要滤掉输出电感折返回的电流及变压器磁化电流。
输出电容Cout需要滤去电感的交流电流,交流电流是直流负载电流减去两电感的纹波电流(I1+I2)在50%占空比时两电感电流相位差180℃,两只电感电流波形对称,其总和刚好为DC。
所以滤波电容可不用滤去电感的交变电流,从而可以少用电容,纹波电压也明显地减小。
输入输出电容的纹波电流会随占空比变化,占空比低于50%时,输入电流变为断续。
输出电感纹波电流也不如上述对称,电感纹波电流也不能除掉,为此交互正激设计师要注意,以便选择合适的电容。
7,输出滤波电容的选择
选择输出滤波电容很像单端正激电路的选择方法,要满足输出纹波的需要,取决于电感的纹波电流总量。
在最坏情况下计算,图4展示出电容电流纹波与电感电流纹波之比随占空比的变化。
在本设计中,占空比从0.25变到0.5最坏情况出现在0.25占空比处,对于本设计,纹波电流在最坏情况为4A。
下面公式用于选择输出电容的大小,及其允许的最大ESR对本设计为21mΩ。
最小电容为12uf。
对输出电容RMS电流的计算,可以直接按下式计算:
8.输入滤波电容的选择(C4,C14,C16)
选择输入滤波电容更为简单,它只取决于输入的纹波电压及纹波电流,下面公式及图5展示出输入电容的RMS电流与占空比的关系。
在本设计中,D从0.25变到0.5,从图1可得出最坏情况在D为0.25时,此时,RMS电流为3A。
下面公式用于选择允许的最小输入电容,(C1N)及最大ESRC1N.允许Vripple≦30%的V1N(min),峰值输入纹波电流Ipeak(cin)为8A。
允许的ESR为135mΩ。
选择最小输入电容需要计算占空比D,RMS电流是在峰值处。
对于本设计,最大纹波电流出现在占空比为0.25处。
12uF的电容即可满足要求。
9.功率变压器的设计.
为了让变压器复位,采用了自谐振技术。
为在此复位技术下工作,需要输入磁化电感(LM)。
还要找出变压器开关结点处整个的电容。
下面的计算用来求出开关结点的电容及允许的励磁电感,CD是参照输出整流二极管的结电容给出的。
(D11).Cpcb为估算的印板电容,CTR.CTR为内部变压器绕组间电容,为计算功率MOSFET的平均源漏电容,需要其数据表的COSS,电容及漏源电压。
在36V时,VDS的平均电容COSS。
整个计算为1.6nf。
整个励磁电感54uH。
为简化设计,我们用Payton公司的50863,其匝比为1.4,励磁电感为35uH。
10.斜率补偿电阻R2的选取.
为满足电流互感器的功率需要,选择1:
50匝比用于设计。
为确保环路稳定,电感部分的下斜率(Islope)需要增加电流检测信号。
UCC28221.PWM控制器有一个内部斜率补偿,它可以用一支外接电阻来设置,(Rslope).一旦电感电流下斜率计算出来,Islope需加入的电流检测信号亦即可以计算出来,加的电流检测信号的总量电压也可算出,于是Rslope即可求出。
11.电流检测电阻的选取(R13及R15)需要计算出输出滤波电感的折返参量,变压器励磁电感电流IM,对此设计基于变压器磁化电流及折算的变压器电感电流。
需要此电阻值为5.25ohm。
12.电压环路补偿.
图5示出功率变换器的控制方框,为补偿电压反馈的环路.(T(S))要了解功率级输出增益控制的小信号特性(Gcocs)以及补偿网络的小信号特性(GC(S))还有光耦的Gcocs。
图5电压环的补偿
补偿网络由TL431用作运放的R36,R39取样电阻补偿回路R35,C31及C29,它们都做为反馈环路,设置的电压分压器需预选R37以及TL431的基准电压值。
光耦通常用于隔离边界处从输出到输入部分的通迅。
当然这些都不是理想器件,而且都会影响到整个环路补偿,但光耦的小信号特性看上去还比较理想,光耦在这里的小信号特性Gopto有一对极点(fp)其在50KHz处且Q值为1,这取决于在设计中所用的光耦品种及工作点。
下面公式描述了TL431的反馈补偿的小信号传输函数GC(S)。
其中,Rf=R35,Rl=R36,Cz=C31,Cp=C29。
通常电压环需要跨过fc并低于开关频率的1/6.,还要位于光耦之下(fp)该变换器设计的跨越频率fc为8KHz,完全满足需要。
为选择反馈电阻RF,需要计算控制到输出的增益.GCODB(S1),及光耦的增益.Goptodk(S1),且要复盖频率fc。
为保证至少45℃的相位移动(PM),要加一零点在补偿环中位于需要的复盖频率,此由补偿网络的电容C2选定。
为保证环路稳定,另一个极点要加到开关频率的1/2处以确保高频增益,这可以用选择极点电容Cp来完成。
图6和7展示出电压环(Tdb(s))的功率变换器的频率响应,其在最低及最高输入电压以及最大负载时测得。
从图可见,功率变换器的电压环在最低输入36V时有大约7KHz的复盖频率,此处相移为42℃,在最高输入电压75V时,电压环的交叉在9KHz处,此处相移为46℃。
图6电压环的频率响应1图7电压环的频率响应2
设计特牲总结
图8展示出变换器整个系统的效率变化,从图可知,它可得到在最大负载的效率为87~90%。
完全满足设计目标85%。
图9展示出输入电容的对消特性,此为最低输入电压时,检出为200W功率,此为交互式正激控制的最优秀特性。
图8效率特性图9输入电容的对消特性
图10图11展示出输出电容纹波电流在最高输入电压时的对消情况,输出功率也是200W,此时占空比为25%,输出纹波电流也减小了35%(此单正激)这对大电流应用是很优秀的特性。
图10图11输出电容上的纹波对消特性
结论
交互正激主要意义在于降低输入及输出的纹波电流。
可采用几乎小一半容量的滤波电容,同时也大幅度降低了EMI的处理难度。
图1REFERENCE基准OSC振荡器SLOPCONPENSATION斜率补偿
UVLO/JFETCONTROLUVLO/JFET控制LATCH锁存器
LINEOV/UV线路过压欠压SoftStart软起动
图2InterlevedPWMcontroller交互式PWM控制器
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