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偏磁的起因和消除方法
偏磁的起因和消除方法
罗建武 罗文杰
摘要 论述了变换器主变压器产生偏磁的原因和偏磁电流建立的过程,指出了消除偏磁的方法。
传统的方法是串入耦合电容,本文指出了这种方法的局限性,提出了新的校正方法。
在一种采用铁基微晶材料作主变压器,功率高达30kW的变换器中,用文中所提出的方法进行校正,取得良好的效果。
关键词:
变换器 主变压器 偏磁 自动校正
TheCauseandEliminatingMethodofMagnetic-Shift
LuoJianwu
(Dongfeng-CitroenAutomobileCO.LTDChina)
LuoWenjie
(Air-ForceRadarAcademy 430010 China)
Abstract Thecauseofmagnetic-shiftofmaintransformerandtherisingcourseofmagnetic?
-?
shiftcurrentisdescribed.Themethodofeliminatingmagnetic?
-?
shiftisindicated.Theconventionalmethodisconnectingacoupledcapacitorinseries.Inthispapertheauthorsindicatethelimintationofthismethod,andpresentanewone.Aconverterusingmicrocrystallinetransformerwithitspowerupto30kWcorrectsthemagnetic-shift,andachievesgoodresults.
Keywords:
Converter Maintransformer Magnetic-shift Automaticcorrection
1 引言
变换器主变偏磁是一个令人十分头痛的问题。
偏磁会使主变和开关管的功耗增大,主变的机械噪声加剧(当开关频率或调制频率在听觉范围时),严重时还会损坏开关管。
本文首先简述产生偏磁的原因,接着指出传统的消除偏磁方法的局限性,最后提出一种新的方法,并给出实验结果。
2 偏磁的起因
概括地说,变压器的铁心偏磁是由于正、反两个方向的V-s面积不等所造成的。
当变压器一次侧受到交变电压激励时,铁心内磁链满足的方程为
(1)
如图1所示,如果u是对称方波,当达到稳定状态时,磁链和磁化电流都近似是对称锯齿波。
正、负半周磁链的变化量分别为
(2)
且有Δψ+=Δψ-。
在磁化曲线上,磁密的摆动范围关于原点对称。
这是我们所期望的理想工作状态。
如果激励的幅度或宽度受到扰动,造成正、反两方向V-s面积不等,即Δψ+≠Δψ-,磁密的摆动范围就会产生漂移。
其过程可用图1说明。
在图1中,原已达到理想工作状态,从第3个周期开始,正向激励加宽
,负向激励减窄
,造成Δψ+>Δψ-,磁链的摆动范围沿着上值方向爬升。
如果不考虑电阻影响,则
Δψ+=E(d+
)Ts,Δψ-=E(d-
)Ts
经过一个开关周期,磁链的爬升量为
Δψ+-Δψ-=2E
Ts
图 1
Fig.1
电阻压降ir的存在对新的平衡状态的建立起着重大作用。
事实上,因为偏磁,绕组内建立起直流磁化电流Io,当达到Ior=2E
时,就达到新的平衡状态,但这时磁密的摆动范围已不再关于原点对称。
由于磁化曲线是非线性的,当偏磁严重时,铁心必将进入单方向深度饱和,造成单向磁化电流剧增,通常在达到新的平衡状态之前,功率管可能已经损坏。
至于引起正、反两方向V-s面积不等的具体原因有:
①功率管开关速度的差异;②功率管通态压降不同;③各路信号传输延迟不同。
除此之外,如果电路设计不当或者安装工艺欠妥,PWM调制器的反馈信号上可能会叠加有开关频率的纹波,使调制器的输出信号受到宽窄相间的附加调制,从而导致偏磁。
电路的设计者要尽可能把调制信号搞得“干净”些,以消除这种附加调制引起的偏磁。
3 抑制偏磁的方法及分析
综上所述,由于器件特性的差异,在双极性变换器(如推挽、全桥、半桥)中,偏磁或多或少总是存在的,并且随着负载的变化以及温升等外部因素的改变,磁链的摆动范围还会有缓慢的漂移。
对于频率较低,功率较小的变换器,由于变压器绕组的阻值较高,自平衡能力较强,可以采用增加铁心截面,或使铁心保留一定气隙,并适当加大功率器件的容量,使偏磁的危害得到抑制或缓解。
然而对于大功率高频变换器,以上一些措施不但经济上不合算,而且很难奏效。
大功率变换器多采用全桥电路。
全桥电路抑制偏磁的传统方法是在主变压器一次回路中串入电容器,如图2所示。
电容能自动消除正、反两个方向V-s面积的差异。
举例说,若VT1、VT4的通态压降比VT2、VT3的通态压降小,造成VT1、VT4开通时V-s面积比VT2、VT3开通时V-s面积要大,则在电容两端建立起左“+”右“-”的电压VC,使得VT1、VT4开通时加在变压器一次侧的电压为(E-VC-V1、4),而VT2、VT3开通时加在变压器一次侧的电压为(E+VC-V2、3)(其中V1、4、V2、3为VT1、VT4和VT2、VT3的通态压降),直到两个方向的V-s面积相等,VC便稳定下来。
图 2
Fig.2
然而进一步的分析表明,在图2所示全桥电路中,由于正、反两个方向电压幅度不等而引起的偏磁,串入电容能完全消除,但正、反两方向脉冲宽度不同而引起的偏磁,串入电容后,虽受到很大抑制,但并不能完全消除。
这是因为主变压器的工作状况还要受到二次侧输出电流的影响。
当滤波电感Lo充分大时,可将输出电流视为平稳直流(大多数无滤波电容的DC/DC变换器都满足这个条件,尤其是在重负载时),二次电流呈平顶波,且正、负幅值相等。
如果正向(VT1、VT4开通)脉冲加宽
,负向(VT2、VT3开通)脉冲减窄
,则主变压器一次电流如图6g所示波形。
其中,Io/n是折算到一次侧的负载电流,斜升分量是磁化电流。
串入电容后,A-s必须平衡,即一次总电流的平均值必须为零。
然而由于一次侧负载电流的正、负脉宽不等,而正、负幅值相同,故负载电流的平均值不为零。
由此可以断定磁化电流的平均值亦不为零。
可以推得,一次磁化电流的平均值为
(3)
电容的平均电压为
(4)
若
=0时,当
时,就达到平衡,且有IMo=0,即无直流磁化。
若
≠0,就会有直流磁化,且负载越重,偏磁越严重。
例如,若负载电流Io/n=50A,正常磁化电流峰值占负载电流的2%,即IM=1A,若宽度扰动量为
/T=0.5%,则由式(3)可算得IMo=0.5A。
可见即使脉冲宽度的扰动量只占开关周期的0.5%,也会引起显著的偏磁。
图3是用PSPICE模拟所得结果。
得到图3的条件为:
/T=0.5%,开关频率f=20kHz,n=4。
图中ID(VT1)(一次正向电流)显然小于ID(VT2)(一次负向电流)。
尽管正、负电流相差不大,但足以产生严重偏磁。
图中负向磁密峰值约为0.3820T,而正向磁密峰值仅约为0.2160T,已严重偏离对称的理想状态。
]
图 3
Fig.3
许多实际工作者以为半桥电路不会产生偏磁,其实不然。
半桥电路的分压电容对偏磁的抑制作用与图2中的串联电容是一样的。
本节所述结论对半桥电路同样适用[2]。
4 消除偏磁的新方法
要想使铁心工作在理想状态,即磁链的摆动范围关于原点对称,必须检测主变压器一次磁化电流在时刻t1、t2之值i1m(t1)、i1m(t2),并保证
i1m(t1)+i1m(t2)=0 (5)
成立。
磁化电流不易单独测得,在Lo充分大的情况下,由于负载电流的正、负幅值相等(见图4),式(5)可用
I1(t1)+I1(t2)=0 (6)
代替。
只要保证式(6)成立,铁心就自然进入理想工作状态。
图 4
Fig.4
电流型PWM控制器能自动满足式(6),但桥式电路采用电流控制模式存在着一些困难,如电流脉冲顶部的斜率不够,容易造成PWM调制器不稳等。
实际上可行的办法是用电压控制模式决定脉冲的基本宽度,而通过检测I1(t1)+I1(t2)之值对脉冲宽度进行微调,示意图如图5。
图中,1是电流传感器;2是电压控制型PWM调制器;3、4是采样保持器;5是加法器;6是PID调节器;7是脉冲宽度微调电路。
7构成一个零误差系统。
采样脉冲与电流波形的相对位置如图4所示。
如果正、负电流的后沿值不等,则5之输出不为零,经PID放大后送入7,对脉宽进行修正,自动使式(6)得到满足。
作者在功率达30kW,开关频率为20kHz,用铁基微晶材料作主变压器铁心的变换器中,用图5方案进行校正,取得良好结果。
实验表明,这种方法温度稳定性好,恰当选择电路参数,可获得良好的动态响应,无论负载怎样突然改变,校正电路都能快速响应。
图 5
Fig.5
5 结论
(1)传统的串入隔直流电容的办法并不能完全消除偏磁,在设计主变压器时仍然不得不采取一些抗饱和的措施,如降低磁密,垫入气隙等。
用本文所提出的方法,则可把磁密的摆动范围保持在关于原点对称,因而设计主变压器时可取较高磁密值,从而减小主变压器的体积和重量。
(2)串入主回路的电容通过全部的高频电流,电容温升高,可靠性差。
用本文所提出的方法,不用电容,去掉了一个故障源,对提高整机可靠性大有好处。
附录 式(3)、(4)的推导
首先将图2简化成图6a。
其中L是主变压器励磁电感,r是一次绕组的电阻,负载用电流源表示。
开关Q位于“1”时定义为正向。
电路的方程为
图 6
Fig.6
为简化计算并得到明析的结果,我们作以下一些假定:
(1)假定图2中之Lo充分大,反映到一次侧的电流I可看成是平顶波。
(2)因为励磁电感L与隔直流电容C的振荡周期比开关周期大得多,在不考虑铁心非线性的情况下,可以假定磁化电流iL是线性函数。
由此可以写出,在正向励磁期间
E=E+ I=Io/n
在负向期间
E=E- I=-Io/n
式中 Io—负载电流
n—变比
IM+,IM-—正向和负向磁化电流的峰值
(3)假定在间歇期内,电容电压VC保持恒定。
因为一次漏感的储能很快被电源和负载吸收,对电容的放电无重大影响。
根据以上假定,由式(附1)之第一式,可求得第K个半周期末的电容电压
第K+1个半周期末的电容电压
稳定时,A-s必须平衡,即有VK-1=VK+1,于是有
从中可得
(附2)
(IM++IM-)/2是励磁期间的平均电流,而一个周期的平均电流
(附3)
由式(附1)之第二式,可得正向励磁期间磁链增量
负向励磁期间磁链增量
稳定时,V-s必须平衡,即Δψ++Δψ-=0,故有
电容的平均电压
由式(附1)之第二式,可得
经整理,并注意到式(附2)所列关系,即得
(附4)
作者简介:
罗建武 1967年生,武汉交通科技大学毕业,曾从事逆变弧焊电源的研制,目前正在华中理工大学攻读硕士学位。
罗文杰 1933年生,空军雷达学院教授,长期从事电路理论,信号、系统和控制等课程的教学,主要精力集中在电力电子技术的研究,目前感兴趣的领域包括静止变频,DC/DC变换器,弧焊设备等。
LuoJianwu wasbornin1967,receivedtheB.EdegreeinWuhanCommunicationScienceandTechnologyUniversityin1989.Hehasdevoteattentiontothedevelopmentofinvertingarcweldingpowersupply.Currently,heisstudyingM.SdegreeatHuazhongScienceandTechnologyUniversity.
作者单位:
罗建武:
神龙汽车有限公司
罗文杰:
空军雷达学院 430010
参考文献
1 叶治政,叶清国.开关稳压电源.北京:
高等教育出版社,1989.79~82
2 GarciaO,CobosJA.ZerovoltageswitchinginthePWMhalfbridgetopologywithcomplementarycontrolandsynchronousrectificationIEEEPESE1995.286~291
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