数字式直流双闭环PWM调速系统设计《电力拖动自动控制系统》课程设计.docx
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数字式直流双闭环PWM调速系统设计《电力拖动自动控制系统》课程设计
《电力拖动自动控制系统》课程设计
——数字式直流双闭环PWM调速系统设计
一、设计目的及要求
1.1课程设计的目的
计算机控制技术的课程设计是一个综合运用知识的过程,它不仅需要微型机控制理论、程序设计方面的基础知识,而且还需要具备一定的生产工艺知识。
设计包括确定控制任务、系统总体方案设计、硬件系统设计、控制软件的设计等,以便使学生掌握微型计算机控制系统设计的总体思路和方法。
1.2课程设计的预备知识
熟悉计算机控制技术基本知识及直流控制系统的有关知识。
1.3课程设计要求
完成直流电机转速、电流控制系统设计。
1.设计控制系统主机、过程通道模板电路,包括元器件选择。
2.画出系统控制图。
3.控制系统软件设计。
转速、电流控制采用PI控制算法,设计增量式PI控制算法。
绘出程序流程图,设计算法程序。
1.4设计内容及要求
为某生产机械设计一个调速范围宽、起制动性能好的直流双闭环系统,且拟定该系统由大功率晶体管调制放大器给电动机供电。
已知系统中直流电动机主要数据如下:
1)直流电机型号:
Z2-41型
额定功率Pe=18kW;额定电压Ue=220V
额定电流Ie=94A;额定转速ne=1000r/min
电枢回路总电阻R=0.45Ω;
电磁时间常数Tl=0.0297s;
机电时间常数Tm=0.427s;
电动势系数C=0.2059/(r.min-1)
晶体管PWM功率放大器:
工作频率:
2kHz;工作方式:
H型双极性;
直流电源电压:
264V
2)主要技术指标:
调速范围0-1000r/min电流过载倍数:
1.5倍
速度控制精度0.1%(额定转速时)
3)主要要求:
电动机控制电源采用晶体管PWM功率放大器,其占空比变化为0~0.5~1时,对应输出电压为-264V~0~264V,为电机最大提供25A电流。
速度检测采用光电编码器(光电脉冲信号发生器),且其输出的A、B两相脉冲经光电隔离辩相后获得每转1024个脉冲角度分辨力和方向信号。
电流传感器采用霍尔电流传感器,其原副边电流比为1000:
1,额定电流50A。
采用双闭环(电流环和速度环)控制方式。
二、系统总体方案设计
2.1数字控制双闭环直流调速系统原理
图1数字式直流双闭环PWM调速系统原理图
根据设计任务要求整个系统原理如图1所示。
采用了转速、电流双闭环控制结构,在系统中设置两个调节器,分别调节转速和电流,二者之间实行串级连接,即以转速调节器的输出作为电流调节器的输入,再用电流调节器的输出作为PWM的控制电压。
从闭环反馈结构上看,电流调节环在里面,是内环,按典型Ⅰ型系统设计;转速调节环在外面,成为外环,按典型Ⅱ型系统设计。
为了获得良好的动、静态品质,调节器均采用PI调节器并对系统进行了校正。
检测部分中,采用了霍尔片式电流检测装置(TA)对电流环进行检测,转速环则是采用了光电码盘进行检测,达到了比较理想的检测效果。
PWM采用8051单片机以及4858、4040共同实现,驱动电路采用了IR2110集成芯片,具有较强的驱动能力和保护功能。
2.2数字控制双闭环直流调速系统硬件结构
根据系统原理我们设计了数字控制双闭环直流调速系统硬件结构,如图2所示,系统的特点:
双闭环系统结构,采用微机控制;全数字电路,实现脉冲触发、转速给定和检测;采用数字PI算法。
由软件实现转速、电流调节系统由主电路、检测电路、控制电路、给定电路、显示电路组成。
主电路:
三相交流电源经不可控整流器变换为电压恒定的直流电源,再经过直流PWM变换器得到可调的直流电压,给直流电动机供电。
检测回路:
包括电压、电流、温度和转速检测。
电压、电流和温度检测由A/D转换通道变为数字量送入微机;转速检测用数字测速(光电码盘)。
故障综合:
利用微机拥有强大的逻辑判断功能,对电压、电流、温度等信号进行分析比较,若发生故障立即进行故障诊断,以便及时处理,避免故障进一步扩大。
这也是采用微机控制的优势所在。
图2微机数字控制双闭环直流PWM调速系统硬件结构图
三、主电路设计
3.1主电路
主电路由二极管整流器UR、PWM逆变器UI和中间直流电路三部分组成,一般都是电压源型的,采用大电容C滤波,同时兼有无功功率交换的作用。
3.1.1限流电阻
为了避免大电容C在通电瞬间产生过大的充电电流,在整流器和滤波电容间的直流回路上串入限流电阻(或电抗),通上电源时,先限制充电电流,再延时用开关K将短路,以免长期接入时影响整流电路的正常工作,并产生附加损耗。
3.1.2泵升电压限制
3.2主电路参数计算和元件选择
主电路参数计算包括整流二极管计算,滤波电容计算、功率开关管IGBT的选择及各种保护装置的计算和选择等。
3.2.1整流二极管的选择
根据二极管的最大整流平均IF和最高反向工作电压UR分别应满足:
IF>1.1×IO(AV)÷2≈1.1*99/2=54.5(A)
UR>1.1×
×U2=1.1×
×220=340.2(V)
选用2ZC系列的大功率硅整流二极管,型号和参数如下所示:
型号
额定正向平均电流IF(A)
额定反向峰值电压URM(V)
正向平均压降
UF(V)
反向平均漏电流IR(MA)
散热器型号
ZP100
100
100~1600
0.5~0.7
6
SL18
在设计主电路时,滤波电容是根据负载的情况来选择电容C值,使RC≥(3~5)T/2,且有
Udmax=0.9×220×0.95=188(V)
2×C≥1.5×0.02,即C≥15000uF
故此,选用型号为CD15的铝电解电容,其额定直流电压为400v,标称容量为22000uF
3.2.2绝缘栅双极晶体管的选择
最大工作电流Imax≈2Us/R=440/0.45=978(A)
集电极-发射极反向击穿电压(BVCEO)BVCEO≥(2~3)Us=440~660v
3.3调节器参数设计
3.3.1系统设计的一般原则
按照“先内环后外环”的设计原则,从内环开始,逐步向外扩展。
在这里,首先设计电流调节器,然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节,再设计转速调节器
直流双闭环调速原理图
3.3.2电流环的参数设计
电流环结构图
最大允许电流Idm=1.5×94=141(A)
电枢电流范围为,A/D转换为8位二进制数码,电流反馈回路反馈系数为β,则:
β=255/(141-(-141))=255/282=0.904/A
已知晶体管PWM功率放大器的工作频率为2kHz,工作方式为H型双极性,直流电源电压为264V,设定用来直接生成PWM信号的计数器的时钟脉冲频率为4MHz,则转换得到的PWM信号的分辨率为1/2000,即计数值为2000时,对应的PWM信号占空比为1,PWM功率放大器的输出电压为200V;计数值为1000时,对应PWM信号的占空比为0.5,PWM功率放大器的输出电压为0V;计数值为0时,对应PWM信号占空比为0,PWM功率放大器的输出电压为-200V,则PWM控制信号和PWM波形生成之间的数字控制量到模拟电压输出量之间的增益为:
==0.0297s
=0.0005s
=1/2000=0.0005s
==0.0005
T∑i=0.001s
=0.5/T∑i=0.5/0.001=500
=R/(β)=500*0.0297*0.45/(0.264*0.904)=28
校验近似条件
电流环截止频率:
wci=KI=500
脉宽调制变换器传递函数近似条件wci≤1/(3Ts)
1/(3Ts)=1/(3×0.00025)=666.67>500=wci
可见,满足近似条件。
小时间常数近似条件wci≤
=
=654.03>500
满足近似条件。
忽略反电势对电流环影响的条件:
wci≥
=
=2.96<500
满足近似条件。
3.3.3转速环的参数设计
转速环结构图
速度反馈回路的滞后时间约为=1ms
机电时间常数=0.427s
速度环的小时间常数为=1/+=1/500+0.001=0.003s
按跟随性能和抗干扰性能要求,取中频宽h=5,则积分时间常数为;
=(h+1)/2h²²=(5+1)/(2*5*5*0.003²)=13333.333
速度调节器比例系数
检验近似条件转速环截止频率Wcn=KNTn=13333.333*0.015=200 转速环传递函数简化条件 Wcn≤ =235.7 满足近似条件。 小时间常数近似处理条件 Wcn≤ =235.7 满足近似条件。 当h=5,查表可知,σn=37.6℅,不满足设计要求。 实际上,由于表中是按线性系统计算的,而突加阶跃给定时,ASR饱和,不符合线性系统的前提,应该按照退饱和时的情况重新计算超调量。 由公式 代入数据计算得σn=0.35℅,能够满足设计要求 3.4调节器的离散化 经过前面的调节器参数计算得到模拟式的电流、转速调节器,在微机数字控制系统中,当采样频率足够高时,可以先按模拟系统设计方法设计调节器,然后在离散化,就可以得到数字控制器的散发,这就是模拟调节器的数字化。 数字控制器采用PI调节算法,不仅可以对系统偏差进行比例调节,而且可对偏差进行积分,因而提高了系统的控制精度和抗外界干扰能力。 模拟调节的PI算式为: 式中 ---t时刻调节器输出信号; ---比例系数;‘ ---时刻偏差,为测量值和给定值之差; ---积分时间常数; 在数字式控制中,由于采用数字计算,要对给定值和反馈量进行采样,因此要对上述PI算式进行离散化,得到适用于数字控制的PI算式: 式中 ---第n次采样后算得的调节器输出; ---第n次次采样算得的偏差; T---采样周期; n---采样序号,n=l,2,3,… 上述算式计算出的是第n次采样后,控制器输出的数字量,叫做位置式算式。 从式中可以看出,想要计算 ,不仅击要本次与上次偏差信号 和 ,而且还要在积分项中把历次偏差信号 进行相加,即求取 。 这样不仅计算繁琐,而且保留 要占用很大的内存空间,使用非常不方便。 为此,又有了在实际应用中的数字化增量式算式: 式中 ---第n次输出的地量; ---第n次采样后偏差值; ---第n-1次采样后偏差值; ---积分系数: 在位置式算式中,由于采用全量输出,每次输出均与原来位置有关,会使输出产生较大变化。 在增量式中,每次只输出控制增量,对系统影响较小,且具有以下优点: ①由于增量输出,出现误动作时影响小,必要时可以用限幅办法去掉。 ②手动/自动切换时冲击较小。 ③不会产生积分失控,易于获得较好的积分效果。 因此,实际应用中增量式获得广泛应用,故本系统按要求也选择增量式。 但增量式的不足为: 由于积分截断误差大,使系统存在静态误差;溢出的影响较大。 故在实际应用中,还要根据对象的具侧弓好求来选定。 一般来说,以可控硅作驱动的系统或控制程度要求高的系统中,宜采用位置式。 而在步进电机或电动阀门作执行器的系统中宜采用增量式为好。 3.4.1数字控制器PI增量式算法及程序 增量式PI程序: Fosc=12MHZ,用一个定时器/计数器定时50ms,用R2作计数器,置初值14H,到定时时间后产生中断,每执行一次中断服务程序,让计数器内容减1,当计数器内容减为0时,则到1s。 PI控制算法: Ui=Ui-1+Kp(ei-ei-1)+(Kp*T/Ti)*ei 令P=KPI=KP*T/TI 则Ui=Ui-1+P(ei-ei-1)+I*ei T——采样周期Ti=RnCnKp=Rn/R0 PI程序: SETBEX1;开放中断1 MOVR0,90H;P1口(W)送R0,预设 MOVR1,80H;P0口(Y)送R1,实测 MOVA,R0;W给A MOVB,R1;Y给B SUBBA,B;ei给A MOV7FH,A;ei给7FH MOV7EH,#00H;ei-1=0给7EH MOV7BH,Umax MOV7AH,Umin AJMPIN;积分项 AJMPP;比例项 MOVA,R2;Pi给A ADDA,R3;Pi+Pp给A MOV7DH,#00H;Ui-1=0给7DH ADDA,7DH;Ui-1+Pi+Pp=Ui给A MOV7CH,A;Ui给7CH MOV7DH,7CH;Ui给Ui-1 MOVA,7BH;Umax给A CJNEA,#Ui,LOOP2;Ui〉Umax转移 LOOP2: JNCLP1;若Ui>Umax,则跳转 MOVA,#Ui CJNEA,7AH,LOOP3;Ui LOOP3: JNCLP2;若Ui MOVA,#Ui SJMPDONE LP1: MOVA,7BH SJMPDONE LP2: MOVA,7AH DONE: MOV90H,A;输出Ui到P1口 RETI IN: MOV6FH,#I MOVA,6FH;I给A MOVB,7FH;ei给B MULAB;Pi=I*ei给A MOVR2,A;Pi给R2 RETI P: MOV6EH,#P CLRC MOVA,7FH;ei给A SUBBA,7EH;ei-ei-1给A MOV7EH,7FH;ei给ei-1 MOVB,6EH MULAB;(ei-ei-1)*P给A MOVR3,A;Pp给R3 RETI 3.5采样周期的选择 根据Shannon采样定理,采样频率fsam应不小于信号最高频率fmax的2倍,即 fsam≥2fmax 这时,经采样及保持后,原信号的频谱可以不发生明显的畸变,系统可保持原有的性能。 但实际系统中信号的最高频率很难确定,尤其对非周期性信号(系统的过渡过程)来说,其频谱为0至∞的连续函数,最高频率理论上为无穷大。 因此,难以直接用采样定理来确定系统的采样频率。 在一般情况下,可以令采样周期: Tmin为控制对象的最小时间常数;或用采样角频率sam c为控制系统的截止频率 在本系统中我们采用 系统电流环开环截止频率 ’ 选取电流环采样角频率 ‘ 得电流环采样周期 系统的转速环开环截止频率 选取转速环采样角频率 得速度环采样周期 四、控制回路 4.1PWM控制电路 4.1.1PWM的基本原理 PWM(脉冲宽度调制)是通过控制固定电压的直流电源开关频率,改变负载两端的电压,从而达到控制要求的一种电压调整方法。 PWM可以应用在许多方面,比如: 电机调速、温度控制、压力控制等等。 在PWM驱动控制的调整系统中,按一个固定的频率来接通和断开电源,并且根据需要改变一个周期内“接通”和“断开”时间的长短。 通过改变直流电机电枢上电压的“占空比”来达到改变平均电压大小的目的,从而来控制电动机的转速。 也正因为如此,PWM又被称为“开关驱动装置”。 如下图所示: 设电机始终接通电源时,电机转速最大为Vmax,设占空比为D=t1/T,则电机的平均速度为Va=Vmax*D,其中Va指的是电机的平均速度;Vmax是指电机在全通电时的最大速度;D=t1/T是指占空比。 由上面的公式可见,当我们改变占空比D=t1/T时,就可以得到不同的电机平均速度Vd,从而达到调速的目的。 严格来说,平均速度Vd与占空比D并非严格的线性关系,但是在一般的应用中,我们可以将其近似地看成是线性关系。 4.1.2PWM信号发生电路设计 PWM波可以由具有PWM输出的单片机通过编程来得以产生,也可以采用PWM专用芯片来实现。 当PWM波的频率太高时,它对直流电机驱动的功率管要求太高,而当它的频率太低时,其产生的电磁噪声就比较大,在实际应用中,当PWM波的频率在18KHz左右时,效果最好。 在本系统内,采用了两片4位数值比较器4585和一片12位串行计数器4040组成了PWM信号发生电路。 两片数值比较器4585,即图上U2、U3的A组接12位串行4040计数输出端Q2—Q9,而U2、U3的B组接到单片机的P1端口。 只要改变P1端口的输出值,那么就可以使得PWM信号的占空比发生变化,从而进行调速控制。 12位串行计数器4040的计数输入端CLK接到单片机C51晶振的振荡输出XTAL2。 计数器4040每来8个脉冲,其输出Q2—Q9加1,当计数值小于或者等于单片机P1端口输出值X时,图中U2的(A>B)输出端保持为低电平,而当计数值大于单片机P1端口输出值X时,图中U2的(A>B)输出端为高电平。 随着计数值的增加,Q2—Q9由全“1”变为全“0”时,图中U2的(A>B)输出端又变为低电平,这样就在U2的(A>B)端得到了PWM的信号,它的占空比为(255-X/255)*100%,那么只要改变X的数值,就可以相应的改变PWM信号的占空比,从而进行直流电机的转速控制。 使用这个方法时,单片机只需要根据调整量输出X的值,而PWM信号由三片通用数字电路生成,这样可以使得软件大大简化,同时也有利于单片机系统的正常工作。 由于单片机上电复位时P1端口输出全为“1”,使用数值比较器4585的B组与P1端口相连,升速时P0端口输出X按一定规律减少,而降速时按一定规律增大。 4.2PWM功率放大驱动电路设计 该驱动电路采用了IR2110集成芯片,该集成电路具有较强的驱动能力和保护功能。 4.2.1芯片IR2110性能及特点 IR2110是美国国际整流器公司利用自身独有的高压集成电路以及无闩锁CMOS技术,于1990年前后开发并且投放市场的,IR2110是一种双通道高压、高速的功率器件栅极驱动的单片式集成驱动器。 它把驱动高压侧和低压侧MOSFET或IGBT所需的绝大部分功能集成在一个高性能的封装内,外接很少的分立元件就能提供极快的功耗,它的特点在于,将输入逻辑信号转换成同相低阻输出驱动信号,可以驱动同一桥臂的两路输出,驱动能力强,响应速度快,工作电压比较高,可以达到600V,其内设欠压封锁,成本低、易于调试。 高压侧驱动采用外部自举电容上电,与其他驱动电路相比,它在设计上大大减少了驱动变压器和电容的数目,使得MOSFET和IGBT的驱动电路设计大为简化,而且它可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动,还具有快速完整的保护功能。 与此同时,IR2110的研制成功并且投入应用可以极大地提高控制系统的可靠性。 降低了产品成本和减少体积。 4.2.2IR2110的引脚图以及功能 引脚1(LO)与引脚7(HO): 对应引脚12以及引脚10的两路驱动信号输出端,使用中,分别通过一电阻接主电路中下上通道MOSFET的栅极,为了防止干扰,通常分别在引脚1与引脚2以及引脚7与引脚5之间并接一个10KΩ的电阻。 引脚2(COM): 下通道MOSFET驱动输出参考地端,使用中,与引脚13(Vss)直接相连,同时接主电路桥臂下通道MOSFET的源极。 引脚3(Vcc): 直接接用户提供的输出极电源正极,并且通过一个较高品质的电容接引脚2。 引脚5(Vs): 上通道MOSFET驱动信号输出参考地端,使用中,与主电路中上下通道被驱动MOSFET的源极相通。 与引脚6(VB): 通过一阴极连接到该端阳极连接到引脚3的高反压快恢复二极管,与用户提供的输出极电源相连,对Vcc的参数要求为大于或等于—0.5V,而小于或等于+20V。 引脚9(VDD): 芯片输入级工作电源端,使用中,接用户为该芯片工作提供的高性能电源,为抗干扰,该端应通过一高性能去耦网络接地,该端可与引脚3(Vcc)使用同一电源,也可以分开使用两个独立的电源。 引脚10(HIN)与引脚12(LIN): 驱动逆变桥中同桥臂上下两个功率MOS器件的驱动脉冲信号输入端。 应用中,接用户脉冲形成部分的对应两路输出,对此两个信号的限制为Vss-0.5V至Vcc+0.5V,这里Vss与Vcc分别为连接到IR2110的引脚13(Vss)与引脚9(VDD)端的电压值。 引脚11(SD): 保护信号输入端,当该引脚为高电平时,IR2110的输出信号全部被封锁,其对应的输出端恒为低电平,而当该端接低电平时,则IR2110的输出跟随引脚10与12而变化。 引脚13(Vss): 芯片工作参考地端,使用中,直接与供电电源地端相连,所有去耦电容的一端应接该端,同时与引脚2直接相连。 引脚8、引脚14、引脚4: 为空引脚。 图--驱动集成芯片IR2110芯片引脚 4.2.3延时保护电路 利用IR2110芯片的完善设计可以实现延时保护电路。 IR2110使它自身可对输入的两个通道信号之间产生合适的延时,保证了加到被驱动的逆变桥中同桥臂上的两个功率MOS器件的驱动信号之间有一互琐时间间隔,因而防止了被驱动的逆变桥中两个功率MOS器件同时导通而发生直流电源直通路的危险。 4.3PWM控制H桥双极性主电路 从上面的原理可以看出,产生高压侧门极驱动电压的前提是低压侧必须有开关的动作,在高压侧截止期间低压侧必须导通,才能够给自举电容提供充电的通路。 因此在这个电路中,Q1、Q4或者Q2、Q3是不可能持续、不间断的导通的。 我们可以采取双PWM信号来控制直流电机的正转以及它的速度。 将IC1的HIN端与IC2的LIN端相连,而把IC1的LIN端与IC2的HIN端相连,这样就使得两片芯片所输出的信号恰好相反。 在HIN为高电平期间,Q1、Q4导通,在直流电机上加正向的工作电压。 其具体的操作步骤如下: 当IC1的LO为低电平而HO为高电平的时候,Q2截止,C1上的电压经过VB、IC内部电路和HO端加在Q1的栅极上,从而使得Q1导通。 同理,此时IC2的HO为低电平而LO为高电平,Q3截止,C3上的电压经过VB、IC内部电路和HO端加在Q4的栅极上,从而使得Q4导通。 电源经Q1至电动机的正极经过整个直流电机后再通过Q4到达零电位,完成整个的回路。 此时直流电机正转。 在HIN为低电平期间,LIN端输入高电平,Q2、Q3导通,在直流电机上加反向工作电压。 其具体的操作步骤如下: 当IC1的LO为高电平而HO为低电平的时候,Q2导通且Q1截止。 此时Q2的漏极近乎于零电平,Vcc通过D1向C1充电,为Q1的又一次导通作准备。 同理可知,IC2的HO为高电平而LO为低电平,Q3导通且Q4截止,Q3的漏极近乎于零电平,此时Vcc通过D2向C3充电,为Q4的又一次导通作准备。 电源经Q3至电动机的负极经过整个直流电机后再通过Q2到达零电位,完成整个的回路。 此时,直流电机反转。 因此电枢上的工作电压是双极性矩形脉冲波形,由于存在着机械惯性的缘故,电动机转向和转速是由矩形脉冲电压的平均值来决定的。 设PWM波的周期为T,HIN为高电平的时间为t1,这里忽略死区时间,那么LIN为高电平的时间就为T-t1。 HIN信号的占空比为D=t1/T。 设电源电压为V,那么电枢电压的平均值为: Vout=[t1-(T-t1)]V/T =(2t1–T)V/T =(2D–1)V 定义负载电压系数为λ,λ=Vout/V,那么λ=2D–1;当T为常数时,改变HIN为高电平的时间t1,也就改变了占空比D,从而达到了改变Vout的目的。 D在0—1之间变化,因此λ在±1之间变化。 如果我们联系改
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