两电平PWM整流器的调制策略研究周宏.docx

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两电平PWM整流器的调制策略研究周宏

两电平PWM整流器的调制策略研究（周宏）

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日期:

两电平PWM整流器的调制策略研究

摘要：

众所周知，在传统的整流电路中，晶闸管可控整流装置的功率因数会随着其触角的增加而变坏，这不但使得电力电子类装置成为电网中的主要谐波因素，也增加了电网中无功功率的消耗无论是不控整流电路，还是相控整流电路，功率

因数低都是难以克服的缺点。

PW整流电路是采用PW控制方式和全控型器件组成的整流电路。

可以最大克服功率因数低，谐波多等问题。

本文详细分析单相电压型PW整流电路的工作原理和工作模式，说明通过对PW电路进行控制，选择合适的工作模式和工作时序，可使PW整流电路的输出直流电压得到有效的稳定。

同时也调节了交流侧电流的大小和相位，实现能量在交流侧和直流侧的双向流动，并使变流装置获得良好的功率因数。

同时通过对输出电压的波形进行实验仿真分析，通过FFT工具对输出电压波形的谐波含量进行分析，以达到最优输出波形。

最后建立其Matlab的仿真模型，验证了设计的正确性。

关键词：

单相电压型PWM整流；功率因数；Matlab仿真；直流侧，

第一章绪论

1.1概述

PW调制是现代发展起来的一项技术，早工程上主要有滞环比较法和三角波比较法，较之后者，滞环比较控制的硬件电路简单，属于实时控制，电流响应快对负载的适应性强，由于不需要载波，所以输出电压不含特定频率的谐波分量

PW整流电路是采用脉宽调制技术和全控型器件组成的整流电路，能有效地解决传统整流电路存在的问题。

通过对PW整流电路进行有效的控制，选择合适的工作模式和工作时序，从而调节了交流侧电流的大小和相位，使之接近正弦波并与电网电压同相或反相，不但有效地控制了电力电子装置的谐波问题，同时

也使得变流装置获得良好的功率因数。

1.2研究意义及背景

在所有的静止电力变换电路中，整流电路是最早出现的，常用的整流电路拓扑结构早在二、三十年代使用汞弧整流器时就已成熟[1]-[4]。

除直接使用直流电源的设备外，大部分DC/AC和DC/DC装置的输入直流电压是经不控或相控整流得到的，故整流电路的应用也最广。

据1992年日本电气学会的调查报告⑸，在所有的电力电子设备中，整流装置要占到近70%之多。

由于整流器的用量如此之大，所以它的输入特性对电网有很大影响。

概括来讲，传统的二极管不控整流和晶闸管相控整流器的主要缺陷是：

（1）对公用电网产生大量的谐波；

（2）整流器工作于深度相控状态时，装置的功率因数极低；

⑶输出侧需要较大的平波电抗和滤波电容以滤除纹波。

这导致装置的体积、重量增大，损耗也随之上升；

（4）相控导致调节周期长，加之输出滤波时间常数又较大，所以系统动态响应慢。

以上缺点中的三、四条还仅是影响装置本身的性能，而头两条，尤其是产生大量的谐波，对公用电网产生了严重的污染，已成为公认的电网公害。

电网无功的副作用主要表现为降低了发电、输电设备的利用率，增加了线路损耗。

无功还使线路和变压器的电压降增大。

至于谐波，它对公用电网的影响更为严重。

它的危害主要有以下几个方面：

（1）谐波增加了公用电网的附加输电损耗，降低了发电、输电设备的利用率；

（2）在电缆输电的情况下谐波以正比于其电压幅值的形式增加了介质的电场强度，缩短了电缆的使用寿命，还增加了事故次数和修理费用；

⑶谐波会影响用电设备的正常工作。

比如谐波对电机产生附加转矩，导致不希望的机械震动、噪声。

还会引入附加铜损、铁损，以及过电压，导致局部过热，绝缘老化，缩短设备使用寿命。

瞬时的谐波高压还可能损坏其它一些对过电压敏感的电子设备；

（4）谐波还引起某些继电器、接触器的误动作；

（5）谐波使得常规电气仪表测量不准确；

（6）谐波对周围的环境产生电磁干扰，影响通信、电话等设备的正常工作；

（7）谐波容易使电网产生局部的并联或串联谐振，而谐振导致的谐波放大效应又进一步恶化和加剧了所有前述问题⑹。

随着用电设备谐波标准日益严格，采用高功率因数，低谐波的高频开关模式PWM整流器，代替传统的二极管不控整流和晶闸管相控整流装置是大势所趋。

和传统整流器相比，PWM整流器可以控制交流电源电流为畸变很小的正弦化电流，且功率因数为1。

此外，PWM整流器比起传统相控整流器相比较，体积，重量可以大大减小，动态响应速度也可以显著提高。

1.3PWM8流器的分类及特点

PWM整流器也称开关模式整流器（SMR:

SwitchModeRectifier）。

从不同的角度看PWM整流器有不同的划分。

按是否具有能量回馈功能，将PWM整流器分成无能量回馈功能的整流器（PFC—PowerFactorCorrection和具有能量回馈功能的整流器。

按电路的拓扑结构和外特性，PWM整流器分为电压型（升压型或Boost型）和电流型（降压型或Buck型）。

升压电路的基本特点是输出直流电压高于输入交流线电压峰值，这是其升压型拓扑结构决定的。

升压型整流器输出一般呈电压源特性，但也有工作在受控电流源的时候。

降压电路输出直流电压总低于输入的交流峰值电压，这也是由电路拓扑结构决定的。

降压型整流器输出一般呈电流源，但有时候也工作在受控电压源状态。

无论哪种PWM整流电路，都基本能达到单位功率因数。

但在谐波含量，控制复杂性，动态性能，电路体积、重量、成本方面有较大差别。

1.4开展工作

1、了解两电平PWM整流电路应用场合及其发展前景。

2、认识两电平PWM整流电路的结构组成，分析每个部分的所起作用和基本原理。

3、在matlab中建立两电平PWM整流电路模型，通过相关参数计算，分析各部分所起作用。

掌握PWM整流的基本原理，同时得到最优波形。

4、输出相关波形，用FFT工具分析交流侧网侧电流的谐波含量

第二章PW整流器拓扑结构

随着PWI整流技术的发展，已经设计出多种PWI整流器，它们在主电路结构、pwM信号发生以及控制策略等方面均有各自的特点。

按直流储能形式可以分为电压源型和电流源型。

按电网相数可以分为单相电路、两相电路和多相电路。

按开关调制可以分为硬开关调制和软开关调制。

按桥路结构可以分为半桥电路和全桥电路。

按调制电平可以分为两电平电路、三电平电路和多电平电路。

在电压源型PWI整流器的诸多拓扑结构中，直流侧均采用电容进行储能，使直流侧呈电压源特性，这是其最显著的特征。

V1

VD1

J

V2

JI

C1丄+

Vdc

RL

图2.3单相半桥VSF拓扑结构

idc

V1

VD3

L

+

C

Vdc

VD4

V2

J

VD2

ye

I

VD1V3

」

V4

RL

图2.4单相全桥VSF拓扑结构

图2.3和图2.4为单相半桥和全桥VSF拓扑结构。

可以看出，单相半桥和单相全桥VSR的交流侧的电路结构是相同的，其中交流侧电感主要用于滤除网侧电流谐波。

单相半桥VSR只有一个桥臂采用功率开关器件，另一桥臂由两个串联的电容组成，可以作为直流侧储能电容；单相全桥VSR采用四个功率开关器件构成H桥结构，每个功率开关器件与一个续流二极管反并联，以用来缓冲PWM过程中的无功电能。

两者比较，前者的主电路结构简单，造价低，常用于低成本、小功率的应用场合。

但是半桥电路直流电压是全桥电路的两倍，对其功率开关器件的耐压要求较高，而且需要引入电容均压控制来保持电路中点电位基本不变，因此控制起来相对复杂。

ide

V3

VD1

」：

V1

eb

0

L

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V2

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VD2

VD3

V5

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VD4V6

\」

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/

VD5

C

VD6

Vde

R-

图2.5三相半桥VSF拓扑结构

idciL

V1

VD1V2

VD2V3

VD

V5I

KA」£

V4

VD4

VD5V6

△H

VD6

Vdcn

V7

VD7

VD8

D1

La

△」0

V10

Lc

VD11

V12

VD12

.A.

B

C

.0*

Ib

la

Ic

Lb

V11

N—

图2.6三相全桥VSF拓扑结构

图2.5和图2.6为三相半桥、全桥VSR拓扑结构，三相半桥VSF交流侧采用三

相对称的无中线连接方式，用六个功率开关器件构成，适用于三相电网平衡的系统，是一种普遍使用的PW整流器。

三相全桥VSF克服了前者在电网不平衡的时候容易发生故障的缺点，在公共直流母线上连接了三个独立控制的单相全桥VSR而且通

过变压器连接三相四线制电网，但是其功率开关器件数量是前者的两倍，所以应用较少。

以上所介绍的是两电平拓扑结构应用于高压场合时，需要将多个开关器件串联在一起使用，或使用耐压等级较高的开关器件，以提高电压等级。

使用时，当开关频率不高时，谐波含量会相对增大。

而具有中点嵌位的三电平VSR拓扑结构采用二极管嵌位，获得交流输出电压为三电平，因此提高了耐压等级，降低了交流谐波电压、电流，改善了网侧波形品质。

第三章单向PWI整流结构及原理分析

3.1单相电压型桥式PW整流电路的结构

单相电压型桥式PW整流电路最初出现在交流机车传动系统中，为间接式变频电源提供直流中间环节，电路结构如图1所示。

每个桥臂由一个全控器件和反并联的整流二极管组成。

L为交流侧附加的电抗器，起平衡电压，支撑无功功率和储存能量的作用。

图1中ui（t）是正弦波电网电压；Ud是整流器的直流侧输出电压；us（t）是交流侧输入电压，为PW控制方式下的脉冲波，其基波与电网电压同频率，幅值和相位可控；iN（t）是PW整流器从电网吸收的电流。

由图1所示，能量可以通过构成桥式整流的整流二极管VD〜VD完成从交流侧向直流侧的传递，也可以经全控器件VT〜VT2从直流侧逆变为交流，反馈给电网。

所以PW整流器的能量变换是可逆的，而能量的传递趋势是整流还是逆变，主要视VT〜V吊的脉宽

调制方式而定。

d

图1单向PW整流电路结构图

因为PW整流器从交流电网吸取跟电网电压同相位的正弦电流，其输入端的

功率是电网频率脉动的两倍。

由于理想状况下输出电压恒定，所以此时的输出电流id与输入功率一样也是网频脉动的两倍，于是设置串联型谐振滤波器L2C2o,让其谐振输出电流基波频率的2倍，从而短路掉交流侧的2倍频谐波。

其中两倍谐波的计算方法是：

对于理想的PWM整流器，假定它们从交流电网吸取与网压同相位的正弦电流，及输入端为：

uN（t）=72Unsincot

（2-1）

iz（t）=JJlzSincot

在理想情况在输入功率Pn等于输出功率Pd即有：

（2-2）

2

PN（t）二izLuN（t）=2Un1nsint二UnIn（1—cos2t）

|_UN1N

1dmax'

Ud

=Pd（t）=id（t）Ud（t）（2-3）

从上式得出，电网的输入功率PN（t）是以2倍与电网的频率波动的，对于PWM整流器来说，其输出电压为恒定的，即Ud（t）=Ud，且满足Ud_、、2Un，因此输出电流为：

iN（t^_UN（t）UnIN（1-COS2；.-；t）UN1NUN1N

id（t）cos2t

Ud（t）UdUdUd

=1dmax—1dmaxCOS2“it（2-4）

其中由Idmax二哑得，输出电流同功率一样也存在一个2倍网频的脉动分

Ud

量，因此，在直流侧需要加一个滤波器，即在直流侧与负载之间接入一个由电感电容组成的滤波器。

3.2单相电压型桥式整流电路的工作原理

图2是单相PWI电压型整流电路的运行方式相量图，us1（t）设为交流侧电压US（t）的基波分量,i川⑴为电流iN（t）的基波分量，忽略电网电阻的条件下，对于基波分量，有下面的相量方程成立，即：

L」_

UN=UjLnIN1（2-5）

可以看出，如果采用合适的PW方式，使产生的调制电压与网压同频率，并且调节调制电压，以使得流出电网电流的基波分量与网压相位一致或正好相反，从而使得PW整流器工作在如图2所示的整流或逆变的不同工况，来完成能量的双向流动。

jwL斗In

（a）整流工况

图3.1单向电压型PW整流电路运行方式相量图假设整流时有：

（b）逆变工况

UN=UNmsin，t

调制波为：

Ug（t）二UgmSin（，t_「）

（2-6）

（2-7）

设Ucm为三角载波幅值；Us（t）为单极性SPW波，采用状态空间平均模型分析吗,

Us在一个开关周期内的平均值表示为:

Us

Ud

Ucm

Ugmsin（t-J=mUdsin（t-:

）

（2-8）

定义正弦脉宽调制比:

（2-9）

cm

（2-10）

并取:

Us1m-mUd

则根据相量图，相角表达式为:

=tan-1

N1LN

时能否使得交流侧获得高功率因数，此时有:

（2-11）

Usi=mUdsin（t—:

）Usi=mUdsin（・tJ

从相量图及式（8）可以看出为保持单位功率因数，通过脉宽调制的适当控制，在不同的负载电流下，使向量端点轨迹沿直线AB运动。

同理也能得到逆变工况下的运行条件，这里不再赘述3.3单向电压型PWM8流电路工作过程分析

（1）工作模式1：

T1（D1）、T3（D3）或T2（D2）、T4（D4）导通时，即下桥臂开关或上桥开关全部导通，此时Uab=0，负载消耗的能量由电容C提供，直流电压通过负载RL形成回路释放能量，电压下降。

同时，电源un两端直接加电感Ls上,当un>0时，即un处于正半周，电感中电流is上升，T3和D1导通或者T2和D4导通，只要T2、T3中的一个导通即可下如图；

当Un<0时，即un处于负半周，电感中电流is下降，T1和D3导通或者T4和D2导通，只要T1、T4中的一个导通即可如图，这两种状态使电感储存能量，并满足关系式（2-12）：

dis

un=Ls-isR（2-12）

dt

（2）工作模式2：

T1（D1）、T4（D4）导通时，此时Uab二％储存在电感Ls中的能量

逐渐流向负载R和电容C上，电流is下降，通过D1和D4形成回路，且T2、T3同时关断。

直流侧电流id一方面给电容C充电，使得直流电压Uc上升，保证直流电压稳定，同时高次谐波电流通过电容形成低阻抗回路；另一方面给负载R提

供恒定的电流id，并满足关系式（2-13）：

Un=Ls~~*isRUab

dt

Uab

Uc

（2-13）

（3）工作模式3：

T2（D2）、T3（D3）导通时，此时Uab储存在电容C中的能

量逐渐流向负载L和电感Ls上，电流is上升，通过D2和D3形成回路，且T1、

T4同时关断。

并满足关系式（2-14）:

dis丄.丄

UN-LsisRUab

dt

Uab〒_Uc（2_14）

在任意瞬间，电路只能工作于上述开关模式中的一种。

在不同时区，可以工■

作于不同模式，以保证输出电流is的双向流动，即实现能量双向流动。

从单相工作原理可以看到当电容充电时，主要依靠IGBT并联的二极管工作，输入电感释放能量，输入电流变化取决于输入电压正负；当电容放电时，主要依靠IGBT本

身和二极管工作，输入电感储存能量，输入电流的变化同样取决于输入电压正负。

这是Boost型电路拓扑和IGBT所决定的工作方式。

采取正弦PWM方式对全控开关器件T1~T4进行控制，则在全控桥的交流输入侧可以产生一个正弦调制PWM波Uab忽略高次谐波的影响，则Uab中只含有和被调正弦信号波同频率且与幅值成比例的基波分量，即由于电感Ls的滤波作用，

使得高次谐波对网侧电流is的影响很小。

在这种理想情况下，is为与网侧电源电压Un同频率的正弦波。

若网侧电源电压Un不变，由电路结构可知，is的幅值和相位仅由Uab中的基波分量Uabi的幅值及其与电压Un的相位差决定，控制中基波电压U^i的幅值和相位即可控制整流器功率的流向和功率因数角，如图2.1

所示。

因此，电压型PWM整流器既可以运行在整流状态，也可以运行在逆变状^态0

第四章两电平整流器原理与数学模型

单相电压型两电平PWI整流器主电路如图2_1所示，网侧漏感1#起传递和储存能量，抑制高次谐波的作用；支撑电容G起抑制高次谐波，减少直流电压纹波的作用；电感12和电容C2形成串联谐振电路，用于滤除电网的2次谐波分量。

把开关器件（这里采用IGBT）视为理想开关元件，定义理想开关

函数义和义.从而得到如图2-2所示简化等效电路。

S"导通关断

Sm关断』3导通

兀导通d址关断

S*关歯hs垂导通

图2-i两电平PWM整流器主电路

由于上桥臂与下桥臂不能够出现直通，则

图2-2两电平PWM整流器等效电路

杯与《S2U、？

人与不能同时导通和

关断，驱动信号应该互补。

PWM整流器网侧输入端电压《a6取值有0、-1人三种电平,有效的开关组合有22=4种，即W=00、01、10、11四种逻辑，贝UPWM整流器输入端

电压Ufl6关系：

（2-2）

则由式（2-2）,系统的瞬时等值电路如图2-3所示:

LNRN

图2-3瞬时等值电路

由图2-3可见，通过不同的控制方法适当调节的大小和相位，就能控制输入电流的相位以控制系统功率因数；同时控制输入电流的大小以控制传入功率变换的能量，也就控制了直流侧输出电压。

因此，通常釆用电压外环和

电流内环相结合的双闭环控制方式。

此等值电路的电压矢量平衡方程为：

Un=L“-+RNN+uab（2-3）

at

对应于四个开关的不同工作状态，电路共有以下三种工作模式：

工作模式1:

H=00或11,即下桥臂开关或上桥臂开关全部导通，则此时=0,电容Crf向负载供电，直流电压通过负载形成回路释放能量，直流电压下降，因此，为了保证直流侧电压的稳定，工作模式1的导通时间比较短，这也是在空间电压矢量调制中，两个零矢量的作用时间要比其他六个矢量的作用时间短的原因。

另一方面，网侧电压&两端电压直接加在电感上，对电感充、放电。

此时对应的电压矢量平衡方程如下（忽略等效电阻的影响）：

UN-Ln&（2-4）

at

工作模式2:

SA*=01，等效电路如图2-4（a）所不，则。

<0,.电流流向与电流&的参考方向相反，因此对电感充电储能，电感电流&上升,可以看出,当网侧电压％<0时，直流侧电压！

A>0，可以维持原来的恒定状态。

此时

电容形成低阻抗回路；另一方面给负载提供恒定的电流。

此时对应的电压矢

量平衡方程如下：

JdiN

lN~a=uN〜Udc

（a）SASB=01时的等效电路

对应的电

+udc

压矢量平衡方程如下:

（2-5）

工作模式3:

W=10，等效电路如图

2-4（b）所示，贝iJm#=UdcdUN>0,储存

在电感中的能量向负载和电容G释放，电感电流G下降，一方面给电容充使得直流电压上升，保证直流电压稳定，同时高次谐波电流通过

图2-4不同开关模式下的等效电路

（2-6）

在任意时刻，PWM流器只能工作在上述三种模式中的一种状态下，在

不同的时区，通过对上述3种开关模式的切换，保持直流侧负载电压的稳定和负载电流/。

的双向流动，也即实现能量的双向流通。

由图2-1所示主电路结构可知，网侧串入一电感元件形成Boost电路的拓扑结构，使得直流侧输

出电压大于网侧电压峰值。

假设开关管为理想模型，在换相过程中没有功率损失和能量储存，则交侧与直流侧瞬时功率应当相等。

即：

（2-7）

uJs=Udciq

又由式（2-5）:

uab~（Sa-H可得:

又由等效电路的拓扑结构可得:

（2-

-Sb、iN

dt°Rl

92-

:

警・（sn養u

（2-10）

将式（2—）、（2-8）代入式（2—），得式（2TO）所示两电平PWM流器的主电路数学模型，其中为二次滤波电容C2上的电压。

第五章两电平整流器控制策略仿真

CRH1CRH5动车组脉冲整流器主电路均采用如图2-1所示的两电平桥式

PW整流电路结构。

为了减少网侧输入电流谐波，减轻对电网的干扰，二者均采用PW整流器二重化结构。

仿真参数设置如下：

网侧电压W-900V频率为50Hz网侧漏感=2.3mH,等效电阻/?

#=（）.003Q;中间直流环节电压给定值j4=1650V中间直流环节支撑电容Cf=8mF,二次滤波电容C3=3mF,二次滤波电感4=0.841#;负载电阻&=20Q开关频率f=1250Hz

5.1.1瞬态电流控制仿真

根据第三章所述的瞬态电流控制原理，搭建控制系统仿真模型如图4-1

所示，图4-2所示为给定电流计算子模块：

Tiw»ret

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IvMfitHi

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中|««艸论■

22

图4-1瞬态电流控制系统仿真模型

r*L^0

$Hpt

l

图4-2给定电流计算模块:

（1）当机车处于牵引状态，即整流器处于单位功率因数整流状态时的仿真波形

如下所示：

图4-3为直流侧没有二次滤波环节的图形，图4-4为直流侧有二次

滤波环节的图形。

•

VM舅却KxofA写圧mwn

a>=n出徑事貳

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（a）网侧电压和电流的波形

（a）网侧电压和电流的波形

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11.1ZA211*U

（b）网侧输入端Uab的波

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（b）网侧输入端Uab的波

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形

（c）直流侧电压波形

（G）直流侧电压波*m--

coADOMOnno

rrequency[nz）

Q_丄_——|

4A0040

Frequency（Hz）

（d）网侧电流谐波分析图4-3

（d）网侧电流谐波分析图

无二次滤波环节的仿真波形

4-4有二次滤波环节的仿真波

⑵为了分析控制系统的动态响应特性，在t=2s时，负载

侧加入=3300V的反电动势，模拟机车从牵引工况切换到再生制动工况的工作过程，也即PWh整流器由单位功率因数整流状态

向逆变状态转换的过程。

<£繼于牽旺.

2000

t1500

3

i

ft900

005

（a）网侧电压和电流波形

（b）直流侧电压波形

图4-5牵引工况向再生工况切换的仿真波形

瞬态电流控制仿真分析：

由网侧电压、电流波形可知：

网侧电压与电流波形在整流时基本上同相

位，而再生制动时相位刚好相反，即可以实现