高性能有源箝位控制IC NCP1562AB.docx
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高性能有源箝位控制ICNCP1562AB
高性能有源箝位控制IC-NCP1562A-B
NCP1562系ONSEMI公司总结了NCP1560,NCP1280的设计及应用经验之后的改进版本。
为电压型控制,加入电压前馈技朮,提供更好的驱动及两输出的交越时间调节,以确保软开关状态的实现,主输出用于驱动正激拓朴的主功率开关MOSFET,而辅助输出用于驱动箝位MOSFET,以及二次侧的同步整流,也可用作不对称半桥的控制。
NCP1562加大了输出驱动能力,减少了IC外部元件数,可准确地调节好最大占空比,欠压检测,过流保护等。
设有软起动,跨越周期的电流限制,而且设有时间阈值,新增加的软关断电路可以让IC在检测出故障后降下对控制器的供电,若出现连续过流,跨越周期检测即会去令软关断顺序激活。
此外,外同步,前沿消隐,逐个周期式限流保护,过压,欠压保护,重迭时间调节等性能令NCP1562成为优秀性能价格比的有源箝位控制IC。
NCP1562A-B的内部等效电路方框图如图1所示。
16PIN功能如下:
1PINVIN外接输入电压,令内部高压起动调节器开始工作,由恒流源给接于VAUX端的电容充电,不再需要外接起动电阻,充电电流为10mA,最大输入电压为100V。
2PINUVOV用外电阻分压器接入此端,同时用于欠压(UV)及过压(OV)检测,用新奇的专利技朮同时实现欠压过压保护。
最小及最大的输入电压值由内部调节。
如果UVOV电压低于2V,或UVOV电压超过3V,即保护,精度为±3%,UV及OV之间有100mV窗口。
3PINFF外部接一RC网络,到输入端产生一个电压前馈斜波,此斜波用于PWM比较器设置占空比,从而改善线路调整率。
一个内部下拉晶体管可将外部电容放电,放电后,电容为GND电平,到下一周期再充电。
4PINCS过流检测输入,如果CS端电压超过0.2V(或0.5V-B档),变换器即进入逐个周期限流式工作。
一旦检测出限流脉冲,周期跨越时段即开始,内部前沿消隐脉冲防止正常工作时的噪声扰动触发。
前沿消隐在软起动时被禁止,在输出过载时可改善对故障的响应。
5PINGNDIC公共端,所有控制部分的GND接于此端。
6PINRTCT外部RT-CT分压器从VREF接来,设置工作频率及OUT1的最大占空比。
最高工作频率可到1MHz,锯齿波幅度为2.0V~3.0V,给CT充放电,斜波的谷值,峰值电压精确地控制着占空比及频率,在CT放电时,输出被禁止。
图1NCP1562的内部等效方框电路
7PINSYNC外时钟同步端。
8PINVREF5V精密基准,最大输出能力为5mA,它需要加一旁路电容,推荐值为0.047~1.0μf。
9PINVEA误差信号送入端子,并与前馈斜波比较,串入一支二极管和电阻,将此端电压加到PWM比较器的反相输入端,内部一支上拉电阻可直接使其外接到光耦。
10PINSS用一10μA电流源给接于此端的外部电容充电,占空比在起动时的限制由比较此端电压和前馈斜波电压给出。
在稳定状态,SS端电压大约为3.8V,一旦OV,UV,过热或故障,SS电容即放电,占空比逐渐减到0。
11PINtD在此端与GMD之间接一电阻,设置主输出与箝位输出之间的重迭时间。
12PINCSKIP如果过流条件连续出现,变换器即被禁止工作,此时为确定故障及变换器被禁止工作的时间,由接到此端的电容Ccskip来调节,跨越周期时段在检测出过流故障后即开始。
一旦其开始工作,Ccskip由100μA电流源充电。
如果过流故障在进入软关断之前移去,此电容就以10μA电流放电,一旦Ccskip达到3.0V,变换器进入软关断模式。
Ccskip以10μA电流放电,在放到0.5V电压时,变换器重新使能。
如果在此阶段,过流现象清除,Ccskip放电到0V,否则它又从0.5V开始充电,设置打呃式工作。
13PINOUT2PWM控制器的第二输出,用于驱动箝位/复位的开关,也可用于同步整流的驱动,OUT2有一个可调的前沿及后沿的重迭应对OUT1,源出或漏入回路加入一支12Ω电阻,驱动能力为1A。
14PINPGNDOUT1及OUT2部分的功率地,为功率级总回路。
15PINOUT1PWM控制器的主输出,内部串入0.4Ω电阻为源出2.5Ω电阻为漏入,源出漏入电流的能力为2A。
16PINVAUXIC的电源供电端,此端外接电容储能,内部电流源从VIN端为其充电,当VAUX电压达到10.3V时,电流源关断,输出驱动开始工作,在VAUX降到8.0V以下时,电流源再次起动。
若工作电流超出起动电流,VAUX降到7.0V,输出被禁止。
在正常工作时,IC要通过此端由外部辅助源供电,起动电路在VAUX超过10.3V时被禁止,如果VAUX电压降到1.2V以下,起动电流源减到200μA。
NCP1562A-B的工作细节描述如下:
NCP1562是电压型控制器为DC/DC变换器设计的高效率,低成本的控制IC,它提供两个有可调交越时间的输出,主输出为驱动正激变换器的初级开关,第二输出为驱动箝位开关及同步整流MOSFET(二次侧),或不对称半桥。
NCP1562A-B的一个技朮特色为软关断及过流检测后跨越周期式工作,软关断式降功率在故障检测出来以后执行,跨越周期时段在连续故障之下被终止。
NCP1562减少了外接元件数及系统尺寸,可精确调整最大占空比,欠压锁定,过流保护,还有电压前馈,外频率同步,逐个周期电流限制,前沿消隐等。
软关断及软起动
NCP1562的软关断和软起动功能为新颖的专利技朮。
一旦故障检测出,软关断功能可减少占空比,直到0%,慢慢地减小占空比来减小输出功率,使箝位电容将电荷放掉,这防止了功率变压器与Cclamp之间的振荡,以确保变换器在预定条件下关断。
软起动慢慢增加占空比,使控制器到稳定状态工作,两个特色结合在一起减小系统应力及功率过冲。
占空比的控制由比较SS端电压和前馈端(FF)斜波来控制。
软起动或软关断,都由SS端的慢速充电,慢速放电来控制,在FF斜波超出SS端电压时,输出被禁止。
软起动充电电流为10μA,软关断放电电流为100μA,这也保证了快速关断。
变换器进入软关断顺序,系在欠压,过压,周期跨越,或热关断时发生,一旦变换器进入软关断模式,则停在此处,直到Vss电压达到0.2V,如果在此前故障移去。
此1︰10的充放电比例,系用VREF与SS端之间放一支外接电阻来做到的,电阻值选择如下:
要充电电流不超过10μA,否则变换器不会终止软关断程序。
图2软启动前的软关断VEA开路图3VEA控制占空比之前的软关断
只取决于变换器状态,软关断顺序不同的掌控可确保最快速的响应时间,并防止系统错误动作。
如果软关断顺序在Vss超过最大箝制电压3V(FF斜波电压)及PWM比较器的VEA,之前开始就不再控制占空比。
控制器命Css立即放电,如图2。
直到软关断设置的占空比等于VEA设置的占空比。
控制放电命令随后进行。
如图3。
如果Vss超过FF斜波及VEA,就不再控制占空比。
在开始控制Css放电以前,Vss强制FF斜波的峰值电压,如图4。
占空比在软关断开始时设置,决不会超出先前软关断的占空比。
图4软起动之后的软关断
如果VAUX端电压达到VAUX(off2),则Css立即放电,输出立即被禁止,Vss将不会再由外部拉上拉下。
电流限制
NCP1562有两个过流保护模式,逐个周期及跨越周期从而在过载时提供了最好的保护。
逐个周期限流
在逐个周期限流模式,一旦CS端电压达到限流电压的阈值(VILIM),导通阶段就终结,对于NCP1562A为0.2V,而NCP1562B为0.5V。
跨越周期式限流
传统上CS端上的电压高于VILIM时,即触发跨越周期故障,但不幸的是现代控制器的快速响应时间使CS端硬性地高于VILIM。
用一个更高的电压阈值替代去检测跨越周期故障,NCP1562采用一个时段,在监视器中,限流比较器若连续为逐个周期式限流状态,即令变换器停止工作,禁止变换器的时间和变换器被禁止的时间由CSKIP端的电容Ccskip调节。
一旦逐个周期限流故障被检出,周期跨越检测电路给Ccskip用100μA电流充电。
如果限流故障持续存在,Ccskip便连续充电,直到达到跨越周期的上限阈值(Vcskip(peak))3.0V,一旦达到此值,控制器即进入软关断模式。
Ccskip以10μA电流放电,一旦Ccskip达到低的跨越周期电平(Vcskip(valley))0.5V,一个新的软起动顺序开始,如果过流条件仍旧存在,电容开始再次充电,除非Ccskip放电到0V。
跨越周期电容提供一个过流条件记忆点,如果连续过流达到Vcskip(peak)之前移去,Ccskip又开始一个可控的放电,如果连续过流故障在Cckip1完全放电之前再次被检出,Ccskip又从现有电压水平充电,以较少的时间达到Vcskip(peak),图5示出工作波形,此为连续过流条件,对最佳工作状态,周期跨越的放电时间会比软关断周期长。
图5跨越周期工作的波形
在一些情况,可能希望在几个跨越周期检测出来之后锁住NCP1562,这可以很容易地用一个外部电路锁住,图2和图3示出满足上述要求的锁闩。
在电路工作中,将CSKIP端拉到VREF可防止它到达Vcskip(valley),一旦CSKIP电压达到锁闩值就打开了,外部锁闩可以用来给UVOV电压降下到VUV来禁止VREF完成。
图6中的闩锁由TTL电平触发状态输出缓冲器组成,使能端(OE)和输出端(OUTY)接到CSKIP端,Vcc和INA端接到VREF端,缓冲器的输出在OE为低电平时,为高阻抗,一旦连续电流限制条件检测出来,CSKIP时段即开始,CSKIP开始充电,一旦电压达到缓冲器的使能阈值,缓冲器的输出即拉到VREF,从而锁住CSKIP时段。
缓冲器的OE阈值典型为1.5V。
图6用MiniGate缓冲器在外部闩锁图7用分立MOS在外部闩锁
闩锁的执行也可以用分立的N沟和P沟MOSFET完成,见图7。
闩锁在CSKIP电压达到M1阈值时,即使能。
一旦M1导通,就会将M2的栅压拉低,CSKIP于是就由M2拉到VREF。
Rpull-up的大小要正确选择。
如果Rpull-up太大,它就不能保持M2在VREF变化时关断。
这会导致控制器在开始供电时被锁住,在实际执行时M1的阈值为2V,电阻Rpull-up选为24.9KΩ。
前沿消隐
电流检测信号的前沿尖刺会导致功率开关的传输,电流信号通常用一个RC低通滤波器,以防止限流电路提前触发,当然低通滤波器不可避免地会改变电流脉冲的形状,还增加了成本及复杂性,NCP1562采用LEB电路,此电路阻塞住每个电流脉冲的前70ns,这就拿掉了前沿的尖刺,又没改变电流波形。
消隐期间在软起动时被禁止,消隐阶段可以比起动周期长一些。
如果输出没有达到稳压时,比较器饱合输出为低电平时它也可能被禁止,这在电源起动或输出过载时会出现。
电源电压及起动电路
NCP1562的内部起动调节器,消除了对外部起动元件的需要,此外,这个调节器提高了效率,当正常工作时,它不再消耗功率。
但还是要加一个辅助绕组供电,NCP1562有一最佳起动电路,减小了对电源电容的需求,更重要的是缩小了体积。
起动调节器由恒流源组成,它从输入电压供给电流到VAUX的外接电容CAUX,起动电流典型为10mA。
图8启动电路波形
一旦CAUX电压达到10.3V(VAUXon)起动调节器即被禁止。
输出驱动使能,如果此时没有OV,UV,跨越周期或热关断故障,起动调节器仍保持禁止,一直达到8.0V的低压阈值VAUXoff1,一旦达到8.0V,起动调节器又使能,如果对偏置电流的需要大于起动电流,VAUX会放电直到达到7V的低压阈值VAUXoff2,达到电压VAUXoff2时,输出被禁止。
一旦输出被禁止,IC的偏置电流就减小,允许VAUX充电升压,这种工作模式可允许电容CAUX显著减小,而且不需要CAUX储存起动所需要的全部能量。
这种模式使IC工作在动态自供电系统,图8展示出VAUXon,VAUXoff1,VAUXoff2及UV的关系,如图8。
输出使能直到UV故障移去,且使VAUX达到VAUXon。
起动调节器在VAUX达到VAUXon以上时被禁止,这个特色令NCP1562可以工作在独立供电源12V。
如果用独立供电源,Vin及VAUX端要接在一起,但要保持VAUX高于VAUXon,此外,输出闩锁也不要设置,在故障条件移去时输出仍旧关断。
起动源的电流进入VAUX端,推荐在CAUX和辅助源之间加一只二极管,如图9。
这使NCP1562给CAUX充电时防止起动调节器再给辅助源部分充电。
图9推荐的VAUX的供电方式
CAUX提供的功率给控制器,此时IC工作在自偏置或DSS模式。
在控制器供电起动时,CAUX必须适应令VAUX电压大于VAUXoff2,以保证此辅助源能令IC起动工作,否则VAUX将崩溃,控制器将关断。
还有,VAUX的放电时间(从10.3到7.0V)必须大于软起动时间,以确保控制器开启。
IC的供电电流,栅驱动电流,以及5V基准的负载必须考虑合适的CAUX,外部栅驱动电流计算如
(1)式。
(1)
f为频率,Qg为MOSFET的栅电荷。
内部管理电路监视着VAUX,防止其超过IC的功耗限制,如果VAUX突然短路,此时VAUX降到1.2V以下,起动电路使能,电流源又用最小的50μA电流给VAUX充电,一旦VAUX达到1.2V,起动电路又使能。
因此,VAUX不加载是必须的强制的。
当VAUX在1.2V以下时,有50μA充电,若大于50μA的负载出现,可放一支电阻在Vin和VAUX之间,以帮助给VAUX充电到1.2V。
起动电路最高可加电压为100V,如果器件以DSS模式工作,功耗要给予控制,防止控制器超出功耗。
如果控制器功耗超出,可在Vin端串入一支电阻,这将减小控制器功耗。
线路欠压及过压检测
同一个端子用于线路欠压(UV)及过压(OV)检测,此采用一新颖专利的技朮实现,UV及OV保护的两个电平独立设置,UV及OV检测有100mV的窗口,线路电压用电阻分压器取样,如图10。
图10线路的UV/OV检测图11UV/OV检测的典型波形
如果UVOV电压低于VUV(为2V)一个UV条件出现,R1与R2之比决定UV的动作阈值,一旦UVOV电压超过2.5V,内部电流源Ioffset漏出50μA电流到UVOV端,它将箝制UVOV电压于2.5V,此时流过R1的电流少于Ioffset(UVOV)。
如果输入电压连续增加,50μA源出将不予考虑,在UVOV端上的电压将增加,如果UVOV电压超过Vov(3V),于是OV条件出现,图11示出UVOV与Vin的关系。
在内部电流源被禁止时,UVOV电压仅单独取决于R1和R2之比。
在此变换器开启处的输入电压,由
(1)式经给出,一旦内部电流源被禁止,R1的绝对值与R1.R2的比值一起来决定关断阈值,如
(2)式表示。
(2)
欠压阈值在制造时,有±3%的精度,给功率级设计。
一旦线路电压在工作范围内,VAUX达到VAUX(on)时,输出使能,软起动顺序开始,如果UV或OV故障被检测出来,变换器即进入软关断状态。
将一个小电容(>1000pf),接于UVOV端到GND,以防噪声干扰造成OVUV的振荡。
线路前馈
NCP1562加入线路前馈以限制最大伏秒积,即是导通时的线路电压时段,此限制用来防止变压器饱合(正激,反激),另外前馈的优点是控制器的频率增益取决于线路电压,一个恒定增益使频率补偿简化。
前馈由产生一个正比于Vin的斜波与误差信号比较来执行,误差信号单独去控制占空比,此时输入电压是固定的,如果线路电压变化,FF斜波的斜率即变化,占空比立即会调整。
替代了等反馈环变化之后的调整,替代了返回的误差信号。
FF斜波用R-C分压器从Vin分到GND产生,见图12。
分压器选择时,令FF端电压达到3V。
应对最大导通时间,FF斜波由变换关断期间CFF有效接地来终止,这可用由FF斜波达到3V或其它条件下去限制占空比的方法实现。
FF端在供电及待机模式期间有效地接到GND,以防止FF端充电到达Vin。
RFF的最小值由FF端放电电流IFF(D)决定,通过RFF的电流为IRFF,此IFF(D)至少要小10倍,以形成FF斜波的传输(3)(4)式用决定RFF及CFF。
(3)
(4)
此处,f为工作频率,推荐FF的偏置电路要有足够电流,以提供好的防噪声性能。
图12前馈斜波发生器图13光耦驱动VEA的输入
PWM比较器
在稳态工作时,PWM比较器调节占空比是用比较误差信号及FF斜波的方法,误差信号送入VEA端,VEA端可直接由光耦驱动,不需外加上拉电阻,如图13。
在一些情况,可能要上拉电阻,但要在比内部电阻(R4)小时。
此用来调节隔离级的增益,这是很容易用外接电阻与R4并联来完成的,REA接于VREF和VEA之间,有效的上拉电阻,为R4与REA并联。
VEA的驱动,简单由内部的串联二极管及电阻完成,串联二极管给出0.7V的偏移,在VEA输入和PWM比较器反相输入端之间,它允许达到0占空比,不需将VEA电平拉到GND,如果VEA电压达到约0.5V时,输出使能,此电压在FF斜波波谷之上。
输出驱动
NCP1562有两个输出端子,两者之间可调整重迭时间tD,主输出OUT1源出串入4Ω电阻,漏入串入2.5Ω电阻,第二输出源出串入12Ω漏入串入12Ω电阻,OUT1源出电流2A,OUT2源出电流1A,若需更高的驱动能力,可以再加驱动级。
OUT1驱动主功率MOSFET,OUT2驱动低边P沟箝位MOSFET,或二次侧同步整流的MOSFET,OUT2驱动系因箝位MOSFET中的磁化电流较小,因而其驱动能力可以较小,一旦VAUX达到VAUXon(10.3V),内部起动电路被禁止,输出驱动即被激活(无故障状态),除非出现故障。
在软关断程序起动后,两输出被禁止。
输出直接从VAUX供电,因此,辅助源电压不得超过MOSFET的最大栅电压值,大的电流驱动能力,会有电感性尖刺,这要用减小驱动引线的长度来解决。
重迭延迟调整
重迭延迟时间系为防止主功率MOSFET和箝位MOSFET同时导通而设置,第二输出在OUT1从低到高传输以及OUT1从高到低时都要延迟一定时间。
输出重迭延迟的调整由一只外接电阻从tD到GND来调节,它正比于RD,最小延迟为20ns为tD接GND时得到。
前沿延迟比后沿应长一些,这可以用主开关开启过程,箝位开关总为0电压开关为准。
模拟地和功率地
NCP1562有一模拟地GND和一功率地PGND,分别用于各自系统的公共端,GND用于RT,CT,VRET,反馈信号接地等,而PGND用于两大电流驱动输出部分,各自接好后,再将两端单独接在一起,PGND连线越短越好。
振荡器
振荡频率及最大占空比由RT,CT端用RT,CT分压器设置,从VREF接RT,CT到GND,一个500μA电流源IRTCT放掉定时电容CT的电荷,CT充电达到3V的VRTCT,一旦CT到达谷底电压(2V),IRTCT关断,允许CT经RT重新充电。
在VRTCT(vallay)达到时,OUT2为高电平,随之OUT1按设定时间延迟,一旦达到VRTCT(peak),OUT1变为低电平,OUT2延迟后变低电平。
占空比为CT充电时间与整个充放电时间之比,充放电时间用(5)式(6)式,当然,这些公式为近似,它们没有计入延迟时间。
(5)
(6)
占空比
(7)
总结(5)(6)(7)作一些数学处理,重新给出如下:
(8)
这可以描述成DC由RT及CT及tD设置,此公式有两个变化,可求解出通常延迟时间为导通时间中很小的部分,近似地忽略之,选择RT以达到给定占空比,一旦RT选定CT选定即可给出工作频率:
(9)
数据表给出频率及占空比随RTCT的变化,RT不得少于6Ω,此处,若RTCT改变电流超过下拉电流的话,振荡器将处在非定义状态。
外同步
用一个专利的半直接的频率去同步可使多个NCP1562同步工作在同一频率下,同步频率可高于也可低于自由振荡频率。
SYNC端在给RTCT充电时是一高输入阻抗结点,在此周期,振荡器接受外部同步脉冲,如果没有脉冲检出,直到达到RTCT斜波峰值电压时,一个100ns同步脉冲即产生,SYNC脉冲由内部拉SYNC端到VREF来完成,SYNC端的峰值电压典型为4.3V,一旦100ns时段过去,端子即回到高阻抗状态,需要一支外接电阻,接于GND到SYNC端。
如图14。
同步端的则慢速率是用此PIN电容及外部下拉电阻来检测的。
最大源出电流为1.0mA。
电阻大小由在开始下周期之前允许SYNC放电大小决定。
如果一个外部脉冲在内部脉冲产生之前就在SYNC端收到,控制器即进入从属工作模式,一旦进入从属模式,CT即开始放电,RTCT斜波的上阈值即增加到4.0V。
如果控制器在从属模式工作时,在达到RTCT斜波峰值4V之前没收到同步脉冲信号。
则上阈值又回到3.0V,变换器又恢复成主动工作模式。
为保证变换器处于从属模式,主动控制器的最小时钟周期必须少于RT.CT从2V充电到4V的时间。
图14同步脉冲图15主从同步结构
两个NCP1562可以用将其SYNC端接在一起的方法同步,在电源起动器产生同步脉冲的第一个器件成为主动方。
可接一支二极管,如图15。
用于设置主、从控制器,二极管可防止主动控制器接收从属控制器的脉冲。
5.0V基准源
NCP1562有一精密5V基准源输出,其为内部基准经缓冲后送出,此基准源直接从VAUX偏置而来,能供出5mA电流,负载调整率小于50mV,线路调整率小于100mV。
此为其规范值。
外部要接一旁路电容,用于补偿内部调节器,并旁路噪声。
电容紧靠IC的VREF及GND,在多数应用中0.1μf即可,加大可进一步减小纹波,范围为0.047μf~1μf。
供电时,一旦VAUX达到VAUX(on),且UV不存在时,5V基准即工作,否则无输出。
若UV故障移去,或VAUX再次达到VAUX(on)5V,基准又恢复。
一旦UV故障检测出来,基准又被禁止,若在软关断程序开始之前UV故障移去,基准则不会被禁止。
应用信息
详见NCP1562样板,电路及说明,可用电子设计程序。
如图16。
图16NCP1562控制的DC/DC详细电路
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