一级电阻分选电路的设计.docx
- 文档编号:29848679
- 上传时间:2023-07-27
- 格式:DOCX
- 页数:27
- 大小:289.96KB
一级电阻分选电路的设计.docx
《一级电阻分选电路的设计.docx》由会员分享,可在线阅读,更多相关《一级电阻分选电路的设计.docx(27页珍藏版)》请在冰豆网上搜索。
一级电阻分选电路的设计
XX学院
毕业论文(设计)
简易信号发生器的设计
Simplesignalgeneratordesign
姓名:
学号:
学院:
专业:
年级:
指导教师:
年月日
摘要
随着国内经济的发展,国内所有的行业都如雨后春笋般发展,同时,信息化由加速了行业的飞跃。
信息化离不开电子技术长足的进步,而作为电子技术最基本的组成部分—电阻,由于其在当今信息化中用量巨大,因此它的作用不言而喻。
由于目前电子元器件的复杂程度越来越高,尤其是集成电路随着摩尔定律的发展,任何一个小的电阻出现异常都会影响到整体系统的正常运行。
因此,对电阻的高效快速分拣有利于提高生产效率,减小不合格电阻混入器件的概率。
本文设计了一级电阻分选电路,该电路设计简单,测试精度高,易于大规模应用,当电压不稳时也可以保证精度。
关键字:
电阻分选,电路图,整流电路,逻辑运算
Abstract
Withthedevelopmentofdomesticeconomy,thedomesticdevelopmentofallindustrieshassprungup,atthesametime,theinformatizationleapbyspeedinguptheindustry.Informationwithoutelectronictechnologyprogress,andasanessentialpartoftheelectronictechnology-resistance,duetoitsgreatconsumptioninthecurrentinformation,soitsroleisself-evident.Duetothecomplexityofthecurrentelectroniccomponentsishigherandhigher,especiallythedevelopmentofintegratedcircuitsasMoore'slaw,anyabnormalasmallresistancewillaffectthenormaloperationofthewholesystem.Therefore,efficientfastsortingofresistancetoimprovetheproductionefficiency,reducetheprobabilityofunqualifiedresistancewiththedevice.Inthispaper,thedesignlevelofresistancesortingcircuit,thecircuitdesignissimple,hightestingprecision,easytolarge-scaleapplication,canguaranteeaccuracywhenthevoltageinstability.
Keywords:
Resistancesorting,Circuitdiagram,Rectifiercircuit,Logicoperation
目录
摘要2
1绪论4
1.1研究背景4
1.2研究意义4
1.3研究方法4
2测试原理以及电路部件5
2.1系统原理图5
2.2双积分A/D转换器的基本原理5
2.3A/D转换器的主要参数7
2.4恒流源的基本原理8
2.5电压-电流转换原理10
2.6电流放大原理11
2.7负反馈原理12
2.8集成运放13
3各部分电路15
3.1桥式整流电路15
3.2滤波电路16
3.3逻辑运算或非门电路19
4电路设计20
4.1总体控制电路图20
4.2总体设计思路20
5结论与展望22
参考文献23
致谢24
1绪论
1.1研究背景
随着我国经济的腾飞,全国各个行业均在突飞猛进的发展。
然而,各行各业的发展在当今的信息化时代下都离不开电的保驾护航。
而电阻这个最基本同样也是非常重要的元器件,在当今形势下已经扮演了极其重要的作用。
电气设备的正常运行之一就是其绝缘材料的绝缘程度即绝缘电阻的数值。
当受热和受潮时,起到隔离作用的材料就会退化,导致了电阻下降,这样就会导致电器设备因隔离不佳而漏电甚至是短路。
因此,对电阻进行高效准确的测量已经是非常重要的任务。
如今全国已经有多家机构和众多学者在这一领域进行研究。
一级电阻分选是在厂家和用户对电阻阻值大概估算的一种方法,如果可以准确的估算电阻的阻值,就可以有效的保障产品的质量。
为满足生产的需要,本文设计开发了一级电阻分选电路,在设计中选择了受控恒流源,在估算的精度高,在电路内部装有一个标准电阻,待测电阻与标准电阻去进行比较。
1.2研究意义
电阻是最基本的电路器件,但是任何电路的正常运转都必须在电阻正常工作的状态之下,正所谓最重要的往往都是那些最基本的。
在当今社会中,人们身边的电路数量数不胜数,电阻的数量也就更加是天文数字。
由于现在的电子设备都是非常精密的,任何一个小的误差都有可能导致器件失效,那么数量庞大的电阻的质量以及生产时对其的测量就显得至关重要。
本文设计了以及电阻分选电路,力求高效迅速的对电阻进行分选。
该电路反应速度快,功耗小,输出电流恒定,适用范围广。
1.3研究方法
为满足用户对电阻准确度的要求,在电路设计中部分使用数字电路逻辑运算门电路,此外还应用了桥式整流电路、集成运算放大器、滤波电路等,其中还使用到了数模转换(A/D)技术。
在给出了电路之后,本文利用了模拟电路和数字电路基础的相关理论进行了分析计算,最终精确计算了电阻值。
2测试原理以及电路部件
2.1系统原理图
本文的电路原理图是由直流电源电路,检测电路两个部分组成。
如图2.1所示
图2.1测试基本框图
2.2双积分A/D转换器的基本原理
积分型A/D转换是间接的进行A/D转换的一种方式。
首先它将模拟输入量变换成时间的线性函数,然后再转换为一个数字码。
图1-2所示的是一个普通的双积分A/D转换器的工作原理图,图1-3是该类型A/D转换器的工作波形图[20,21]。
图2-2双积分A/D转换器的原理图
图2-3双积分A/D转换器的工作波形图
双积分A/D转换器也被人们叫做双斜坡A/D转换器。
它由一个高输入阻抗的缓冲器,一个精密积分器,以及一个电压比较器为基础构成的。
该电路首先将输入信号VI在一个固定的n2个时钟周期内积分,然后再对一个相反极性的内部基准VREF积分,直到积分器输出重新恢复到0为止。
回到零所需要的时钟周期个数N与VI在积分周期上的平均值成正比。
于是,N就代表了期望输出的码字。
根据图中的波形,电路的详细工作过程如下:
在START命令下达前,SW1接地,SW2将环绕积分器-比较器组成的环路闭合。
这样就会使得电容CAZ产生所需的电压将OA2的输出恰好达到比较器的阈值电压并保持住,这个阶段叫做自动调零阶段,它同时为所有的三个放大器的输入失调电压提供补偿。
在这之后的所有阶段中,在SW2没有闭合时,CAZ可以看做一个模拟储存器,它的任务就是维持失调为零所必需的电压。
当START命令到达时,控制逻辑断开SW2,将SW1连至VI(设它为正),并驱动计数器,使其开始计数。
随着积分器输出严格按照直线规律下降,计数器开始工作,直到2n个周期之后后计数器超过了计数的最大量程并归零。
由此,该积分结算就此结束。
式2-1表示了上述过程:
(2-1)
当达到溢出时,计数器自动复位到零,而SW1连至−VREF,使V2直线上升。
在这个阶段被称为反向积分阶段(De-IntegratePhase)。
若V2再一次上升至比较器的阈值,则比较器开始工作,计数器就不会再工作并归零。
上述的过程能够用式2-2来表达:
(2-2)
将式2-1带入式2-2中,可以得到
(2-3)
由此可以求出
为
(2-4)
可以看出,输出结果与VI和VREF的比值有关。
通过以上的分析可以得到如下三个重要的结论:
1.转换的精度R,C,T和三个放大器的输入失调电压并没有必然的联系。
关键是要在转换的周期之内上述的各个参数必须不能有大的起伏,这些参数都影响着积分阶段,但是他们的影响是一样的,因而自动消除了长期的漂移。
2.双积分A/D转换器提供了极好的线性和分辨率特性,而且差分非线性实际上为零。
考虑到Vint与时间相关,令人头疼的差分非线性已经不复存在,这样漏码的问题也就不必担心。
3.双积分A/D转换器的精度和时钟漂移并没有直接的关系。
当时钟频率发生了漂移,正反向的积分时间将会按相同的比例来增加(或减少),所以并不会影响到测量的结果。
2.3A/D转换器的主要参数
模数转换器的参数包括静态参数和动态参数。
静态参数包括积分非线性(IntegralNonlinearityerror),微分非线性(DifferentialNonlinearityerror),增益误差(Gainerror),零位误差(Zeroerror)。
动态参数包括转换时间(Conversiontime),采样速度(samplingspeed),有效位数,信噪比(SignaltoNoiseRatio)等[17]。
积分非线性有着很多的定义方法,目前最为广为被人们接受的是:
理想的模数转换曲线的代码中点的连线是一条直线,实际模数转换曲线的代码中点与这条直线之间的最大偏差就是积分线性误差。
如图2-4所示。
图2-4模数转换器的INL和DNL
在理想的模数转换器中,每一个模拟步长都等于1LSB(LeastSignificantBit)。
LSB代表了二进制数之中权最小的最低有效位。
在N位二进制数中,1LSB对应的模拟输入量是满度范围(通常是参考电压VREF)的1/2,也就是量化单位。
在某些场合常把1LSB对应的模拟输入量简称为1LSB。
对模数转换器而言,转换值精确的相隔1LSB。
微分非线性(DNL)定义为实际模拟步长和1LSB的差(除去增益误差和失调误差)。
如图2-4所示,其中空心圆圈和实心圆圈分别表示理想转换特性曲线和实际转换特性曲线。
在理想的模数转换器中,在没有输入的情况下输出应该是零,但是实际上这种情况是很难达到的。
零位误差定义为在零输入时实际数字输出和理想数字输出之间的偏差。
最广泛被人们接受的增益误差定义是:
在满刻度输入的时候实际输出与理论上应该输出的值的差距。
如图2-5,其中虚线表示理想转换特性曲线,空心圆圈和实心圆圈分别表示增益误差和零位误差。
图2-5模数转换器的失调误差和增益误差
A/D转换器进行一次转换需要的时间一般叫做转换时间,而最大采样速率是指采样能够在此速率下被连续转换的速率。
一般指转换时间的倒数。
2.4恒流源的基本原理
恒流源电路(恒流源器件)是指,能为负载提供稳定电流的电路(器件)。
恒流源电路也可由恒流源器件来构成,理想的恒流源电路如图2.6所示
图2-6理想恒流源电路模型
在理想状态下,当直流输入电压VI波动或负载电阻RL变化时,恒流源电路的输出电流应该满足如下要求:
(1)电路的输出电压VO在最小时可以等于零。
或者说,理想恒流源电路的输出电流IO与输出电压VO的关系为一条水平线,也就是输出电流IO不随负载电阻RL或输出电压VO
的变化而变化。
(2)电路输出电流IO的相对温度系数为零,即IO不会随着温度的变化而改变。
相对温度系数公式如式2-5所示
(2-5)
由式(2-5)可知,当ΔT≠0,而ΔIO=0时,输出电流的相对温度系数γ=0,即输出电流不会随温度的变化而有所变化。
假设X为能够影响恒流源输出电流稳定性的因素(负载、温度等),则理想状态下恒流源的输出电流IO与X的关系曲线如图2-7所示:
图2-7理想恒流源输出关系曲线
由图2-7可以更加形象地看到,当影响恒流源输出电流稳定性的因素X产生变化时,在理想状态下,恒流源输出电流应该恒定不变,也就是说理想恒流源电路的输出电流不会受外界因素的影响。
当然,在实际设计或应用中,恒流源电路很难工作在理想状态,我们只能尽量减小外界因素的影响。
如果负载电阻为线性电阻,由于其阻值能够不受外界因素的影响,因此,可以将该线性负载直接跨接到稳压电源的正负输出端上以获得所需要的恒定电流。
但在有些需要用到恒流源的场合,由于负载为非线性负载(例如:
晶体管,二极管,蓄电池和地磁场线圈等),流过负载的电流会受到电压或温度等因素的影响,因此,在这种情况下,就不能简单的由稳压电源来提供恒定电流。
2.5电压-电流转换原理
总的来说,按照构成恒流源的部件的不同,能够将恒流源划为三类。
它们是晶体管恒流源、场效应管恒流源、集成运放恒流源。
但是晶体管恒流源和场效应管恒流源的输出电流较小,并且由于管子温度升高而影响管子参数等原因,输出电流的稳定性较差,而温度对集成运放参数的影响相对较小,因此,集成运放恒流源输出电流的稳定性相对较好,尤其是需要大电流输出的场合,更是获得了广泛应用。
图2-8为恒流源的结构
图2-8集成运放恒流源结构
图2-8中,RL为负载,Vr为基准电压,T为电流放大器件,RS为取样电阻。
由于集成运算放大器的输出电流较小,所以在闭环回路内加入电流放大器,对集成运算放大器的输出电流进行扩流,以便输出较大的电流,通过图2-8所示的电路可知,只要电流放大器T的参数允许,可以将运放的输出电流扩大到几百毫安甚至是几安培。
输出电流流经取样电阻RS形成采样电压VS,将该采样电压VS反馈到集成运算放大器的反相输入端,同基准电压Vr进行比较,并把比较结果的差值信号进行放大,从而使得电流放大器件完成调节动作[16]。
由图2-8可以看出,该集成运放恒流源采用电流串联负反馈的方法提高了系统输出电流的稳定性,根据集成运算放大器虚短的理论可推出式(2-5):
(2-5)
式(2-5)中,输出电流IO与基准电压Vr成正比,与取样电阻RS成反比。
由图2-8以及公式(2-1)可知,取样电阻RS上的电压越大,负载上的有效电压就越小,又由于基准电压Vr值有限,因此就不能得到较大的输出电流IO,考虑到以上两点因素,我们所选取的取样电阻RS的阻值不应太大,以减小功耗,提高恒流源的稳定性,并且提高恒流源系统的输出电流以及输出电压。
但取样电阻RS也不能太小,因为取样电阻太小会使闭环增益减小。
因此,我们需要将图2-8所示的集成运放恒流源加以改善,以达到提高稳定性、可靠性、输出大功率以及大电流的目的。
2.6电流放大原理
由于三极管以及场效应管都具有恒流特性,常被用作恒流器件,并且能够放大电流。
其中三极管的是电流控制器件,如公式(2-6)所示
(2-6)
IC为三极管集电极电流,β为电流放大倍数,IB为基极电流。
场效应管是电压控制器件,如式(2-7)所示:
(2-7)
ID为场效应管的漏极电流,gm为场效应管的跨导增益,VGS为栅源极的电压。
在本文中,我们选择NPN型功率三极管作为电流放大器件,通过功率三极管的冗余并联来输出大电流,提高恒流源系统输出电流的可靠性与稳定性。
NPN型三极管电压电流曲线由图2-9所表达
图2-9NPN型三极管输出特性曲线
2.7负反馈原理
反馈实际上指将放大电路输出的信号部分或者所有的部分都连接至输入端,得到的输入以及输入信号互相进行迭加的方法。
如图2-10所示:
图2-10反馈结构框图
其中Xi代表了输入信号,Xf代表了反馈信号,Xo代表了输出信号,Ao代表了放大电路的开环增益,F代表了反馈回路增益。
当叠加信号取“+”时,电路能够加强输入信号,此时反馈为正反馈,正反馈一般应用于振荡器电路中;当叠加信号取“-”时,电路削弱输入信号,此时反馈为负反馈,负反馈一般用于放大器电路。
负反馈具有稳定静态工作点、稳定放大倍数、提高输入电阻、降低输出电阻、扩展通频带等特点。
由图2-10可知,
(2-8)
(2-9)
当叠加信号取“-”,即电路结构为负反馈时:
(2-10)
负反馈电路的闭环增益为:
(2-11)
由式(2-9),(2-10)(2-11)可以得到
(2-12)
式(2-12)中,|1+AOF|为反馈深度。
当AO很大时,|1+AOF|>>1,即|AOF|>>1,则负反馈电路的闭环增益为:
(2-13)
由式(2-13)可知,当AO很大时,负反馈放大器的闭环放大倍数与放大电路的开环增益无关,只与反馈网络有关,即负反馈可以稳定放大倍数。
在本文中我们所选择的是电流串联负反馈,这种样的反馈形式会对输出电流起到一定的稳定作用。
2.8集成运放
集成运算放大器一般被人们叫做集成运放,有时为了简便就直接称之为运放。
由于在其发展初期,一般应用在模拟计算机中的数学运算,所以大家都叫它运算放大器。
随着电子科学技术的发展,集成运放的应用早就突破了信号运算的应用领域,在电子技术的其他各个领域中都能看到它的身影,如信号的处理、波形的产生与变换、高精度测量、电源模块等。
图2-11给出了运放的内部电路组成原理框图。
图2-11运算放大器的基本结构
在所有的集成运放当中,都会有着一些共性的东西,它们所起到的作用也都是相同的,每一个集成运放都会有输入级、中间级、输出级另外还要加上偏置电路。
输入级:
多级直接耦合放大电路的第一级,外接输入信号源,应该有较高的输入电阻。
同时,利用它的对称性可以提高整个电路的共模拟制比,可以改善噪声和失调性能。
目前,输入级几乎毫无例外的都是由双极型晶体管、场效应管或绝缘栅型场效应管按照一定的结构组成的差分放大电路,目的是为了提高零点漂移的抑制能力和增大电路的输入电阻。
中间增益级:
中间级的职责是提升电压增益。
一旦差分输入级未能实现差分至单端的转换,那么这个工作应该由这一级来实现。
输出级:
输出级一般由源极跟随器或推挽放大器组成,用于降低输出电阻,维持大的信号摆幅。
有些MOS运放,尤其是集成系统中的运放,因其负载只是下一级的输入电容,所以不需要低阻抗的输出级,而由中间放大级直接输出。
放大器的偏置电路:
主要的职责是为运放上述各级的电路提供静态偏置电流。
在实际上,运放各个级划分可能并不明显,例如输入级和增益放大级通常都会结合在一起。
各级之间并不是独立的,它们共同决定运放的整体性能。
运算放大器的电路符号如图2-12所示
图2-12运算放大器的符号
图中“-”表示反相输入端,“+”表示同相输入端。
在非理想状态下,输出电压Vo的表达式为:
(2-14)
其中,AO表示开环差模电压增益;vd是差模输入信号,v+和v-分别是作用在同相端和反相端的输入电压。
实际上,运算放大器的性能不会达到理论上那么极限的参数,只能尽力的提高参数去接近这些值。
3各部分电路
3.1桥式整流电路
整流的概念由来已久,实际上就是通过一定的办法,将交流电的电流方向改变,使之从之前的正弦波变为方向不随时间变化。
在本文中的整流电路,我们选择单相全波桥式的整流方法,其原理图如图3-1所示
图3-1单相全波桥式整流电路图
输入/输出电压如图3-2所示
图3-2输入/输出电压
由图3-2的波形我们可以很明显的看出,使用了桥式整流电路的方法,输出的电压波形与全波整流电路一样,所以其输出电压的平均值如式3-1所示
(3-1)
输出电压的脉冲系数S为
(3-2)
在桥式整流电路中,整流二极管D1、D3和D2、D4是两两轮流导通的,因此,流过每个整流二极管的平均电流是电路输出电流平均值的一半,因此整流二极管的正向平均电流ID(AV)为
(3-3)
桥式整流电路因其变压器只有一个副边绕组,在电压U处在正半周时,D1、D3导通,D2、D4处于截止的状态,这个时候D2、D4所负担的最大反向电压就是U2的最大值,即
(3-4)
在负半周期的时候,道理也跟上述原理一样。
流过变压器副边绕组的电流正半周是半个正弦波,负半周是另一半正弦波,所以副边电流中无直流分量,变压器副边电流的有效值为
(3.5)
桥式整流电路与单相半波整流电路和单相全波整流电路相比,其明显的优点是输出电压较高,纹波电压较小,整流二极管所承受的最大反向电压较低,并且因为电源变压器在正负半周内都有电流流过,所以变压器绕组中流过的是交流,变压器的利用率高。
在同样输出直流功率的条件下,桥式整流电路可以使用小的变压器,因此,这种电路在整流电路中得到广泛应用。
3.2滤波电路
整流电路虽将交流电变为直流,但输出的却是脉动电压。
这种大小变动的脉动电压,除了含有直流分量外,还含有不同频率的交流分量,远不能满足大多数
电子设备对电源的要求。
为了改善整流电压的脉动程度,提高其平滑性,在整流电路中都要加滤波器。
将一个大电容C与负载电阻RL并联,即可组成电容滤波电路。
如图3-3所示。
从对整流电路的分析可以看出,整流电路输出波形中含有较多的纹波成分,与所要求的波形相去甚远。
所以在整流电路后接滤波电路以滤去整流输出电压的纹波。
滤波电路常有电容滤波,电感滤波和RC滤波等。
其工作原理如下:
图3-3单相桥式整流电容滤波电路
图3-3为单相桥式整流、电容滤波电路。
在分析电容滤波电路时,要特别注意电容器两端电压vC对整流元件导电的影响,整流元件只有受正向电压作用时才导通,否则便截止。
负载RL未接入(开关S断开)时的情况:
设电容器两端初始电压为零,接入交流电源后,当v2为正半周时,v2通过D1、D3向电容器C充电;v2为负半周时,经D2、D4向电容器C充电,充电时间常数为:
(3-6)
其中Rint包括变压器副绕组的直流电阻和二极管D的正向电阻。
由于Rint一般很小,电容器很快就充电到交流电压v2的最大值
。
由于电容器无放电回路,故输出电压(即电容器C两端的电压vC)保持在
,输出为一个恒定的直流,如图3-4中wt<0(即纵坐标左边)部分所示。
接入负载RL(开关S合上)的情况:
设变压器副边电压v2从0开始上升(即正半周开始)时接入负载RL,由于电容器在负载未接入前充了电,故刚接入负载时v2 (3-7) 图3-4电容滤波电路的波形 因 一般较大,故电容两端的电压vC按指数规律慢慢下降,其输出电压 vL=vC,如图3-4所示的ab段所示。 与此同时,交流电压v2按正弦规律上升。 当v2>vC时,二极管D1、D3受正向电压作用而导通,此时v2经二极管D1、 D3一方面向负载RL提供电流,另一方面向电容器C充电(接入负载时的充电时间常数tc=(RL||Rint)C≈RintC很小),vC将如图2中的bc段,图中bc段上的阴影部分为电路中的电流在整流电路内阻Rint上产生的压降。 vC随着交流电压v2升高到接近最大值 。 然后,v2又按正弦规律下降。 当v2
- 配套讲稿:
如PPT文件的首页显示word图标,表示该PPT已包含配套word讲稿。双击word图标可打开word文档。
- 特殊限制:
部分文档作品中含有的国旗、国徽等图片,仅作为作品整体效果示例展示,禁止商用。设计者仅对作品中独创性部分享有著作权。
- 关 键 词:
- 一级 电阻 分选 电路 设计