RC吸收计算应用.docx
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RC吸收计算应用.docx
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RC吸收计算应用
一种有效得反激钳位电路设计方法
[日期:
2006-6-27]
来源:
电源技术应用 作者:
姜德来,张晓峰,吕征宇
[字体:
大中小]
0引言
单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点,广泛应用于小功率场合.然而,由于漏感影响,反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰,必须用钳位电路加以抑制.由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现,因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。
ﻫ1 漏感抑制
变压器得漏感就是不可消除得,但可以通过合理得电路设计与绕制使之减小。
设计与绕制就是否合理,对漏感得影响就是很明显得。
采用合理得方法,可将漏感控制在初级电感得2%左右。
ﻫ 设计时应综合变压器磁芯得选择与初级匝数得确定,尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层.绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀,这样线圈与磁路空间上更接近垂直关系,耦合效果更好。
初级与次级绕线也要尽量靠得紧密.
2RCD钳位电路参数设计ﻫ2、1变压器等效模型
图1为实际变压器得等效电路,励磁电感同理想变压器并联,漏感同励磁电感串联.励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边,而漏感因为不耦合,能量不能传递到副边,如果不采取措施,漏感将通过寄生电容释放能量,引起电路电压过冲与振荡,影响电路工作性能,还会引起EMI问题,严重时会烧毁器件,为抑制其影响,可在变压器初级并联无源RCD钳位电路,其拓扑如图2所示。
ﻫ2、2 钳位电路工作原理
引入RCD钳位电路,目得就是消耗漏感能量,但不能消耗主励磁电感能量,否则会降低电路效率。
要做到这点必须对RC参数进行优化设计,下面分析其工作原理:
ﻫ 当S1关断时,漏感Lk释能,D导通,C上电压瞬间充上去,然后D截止,C通过R放电。
实验表明R或C值越小就会这样,R太小,放电就快,C太小很快充满,小到一定程度就会这样回到零。
实验表明,C越大,这儿就越平滑
均就是将反射电压吸收了部分
ﻫ 1)若C值较大,C上电压缓慢上升,副边反激过冲小,变压器能量不能迅速传递到副边,见图3(a);
2)若C值特别大,电压峰值小于副边反射电压,则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近,即钳位电阻变为死负载,一直在消耗磁芯能量,见图3(b);
3)若RC值太小,C上电压很快会降到副边反射电压,故在St开通前,钳位电阻只将成为反激变换器得死负载,消耗变压器得能量,降低效率,见图3(c):
ﻫ 4)如果RC值取得比较合适,使到S1开通时,C上电压放到接近副边反射电压,到下次导通时,C上能量恰好可以释放完,见图3(d),这种情况钳位效果较好,但电容峰值电压大,器件应力高。
ﻫ 第2)与第3)种方式就是不允许得,而第1)种方式电压变化缓慢,能量不能被迅速传递,第4)种方式电压峰值大,器件应力大。
可折衷处理,在第4)种方式基础上增大电容,降低电压峰值,同时调节R,,使到S1开通时,C上电压放到接近副边反射电压,之后RC继续放电至S1下次开通,如图3(e)所示。
本人认为此分析清楚地说明RC放电时间常数要大于开关周期,至少要大于截止时间,也就就是RC振荡频率小于开关频率.
2、3参数设计ﻫ S1关断时,Lk释能给C充电,R阻值较大,可近似认为Lk与C发生串联谐振,谐振周期为TLC=2π,经过1/4谐振周期,电感电流反向,D截止,这段时间很短。
由于D存在反向恢复,电路还会有一个衰减振荡过程,而且就是低损得,时间极为短暂,因此叮以忽略其影响。
总之,C充电时间就是很短得,相对于整个开关周期,可以不考虑.本人认为这讲得极有道理,开关管截止时间里充电过后就要放电,所以在实际实验中如果R太小还没到开关管导通C得电已放完了,故出现了一个平台,这时会消耗反射电压得能量,所以R得取值一定要使C得放电电压在开关管导通时不小于反射电压.在进入到导通时间后C得电压为负值,千万不要认为就是某个电压对C反向充电,本人认为就是开关管导通后呈现得低电位。
对于理想得钳位电路工作方式,见图3(e).S1关断时,漏感释能,电容快速充电至峰值Vcmax,之后RC放电。
由于充电过程非常短,可假设RC放电过程持续整个开关周期。
ﻫ RC值得确定需按最小输入电压(但有得书上说就是按最大值,实际测试表明似乎应就是最大值),最大负载,即最大占空比条件工作选取,否则,随着D得增大,副边导通时间也会增加,钳位电容电压波形会出现平台,钳位电路将消耗主励磁电感能量.
对图3(c)工作方式,峰值电压太大,现考虑降低Vcmax.Vcmax只有最小值限制,必须大于副边反射电压ﻫ 可做线性化处理来设定Vcmax,如图4所示,由几何关系得 ﻫ 为保证S1开通时,C上电压刚好放到需满足
将(1)式代入(2)式可得
ﻫ 对整个周期RC放电过程分析,有
根据能量关系有
式中:
Ipk/Lk释能给C得电流峰值将式
(1)与式(4)代人式(5),得
同理这公式有错误应就是除以LnDon、ﻫ 结合式(3),得
应就是
电阻功率选取依据ﻫ
式中:
fs为变换器得工作频率。
ﻫ
3实验分析
输入直流电压.30(1±2%)v,输出12V/lA,最大占空比Dmax=0、45,采用UC3842控制,工作于DCM方式,变压器选用CER28A型磁芯,原边匝数为24匝,副边取13
匝。
有关实验波形如图5~图8所示。
图7显示在副边反射电压点没有出现平台,说明结果与理论分析吻合。
4结语ﻫ 按照文中介绍得方法设计得钳位电路,可以较好地吸收漏感能量,同时不消耗主励磁电感能量。
经折衷优化处理,既抑制了电容电压峰值,减轻了功率器件得开关应力,又保证了足够电压脉动量,磁芯能量可以快速、高效地传递,为反激变换器得设计提供了很好得依据。
网上相关人员讨论:
1。
关于吸收电路得问题,很有分析得必要,我也曾对此仔细分析过.我再分析一下,您可以按照这个思路自己进行计算.ﻫ开关管漏极上得电压由三部分组成:
电源电压,反击感应电压(等于输出电压除以杂比),漏感冲击电压.ﻫ吸收电路,一定要让她只吸收漏感冲击电压,而不要对另外电压起作用,那样不仅会增大吸收电阻得负担,还会降低开关电源得效率。
首先计算吸收电阻得功耗,如果能做到只对漏感能量吸收,那么她得功率容量应该就是漏感功率得1、5-2倍。
漏感得量能为0、5*Ls*Ip*Ip*f,f=工作频率,Ls=漏感,Ip关断时得开关管峰值电流,这样算出来得结果就是很准确得.ﻫ由于吸收电容得另一端就是接在正电源上得,所以它得电压只有两部分:
反击感应电压(等于输出电压除以杂比),漏感冲击电压。
电压就是一个微分波形,也就就是电容放电波形,随着放电,电压会越来越低,当开关管得截止期结束时,一定不要让电压下降到反激感应电压以下,否则就会损耗“本体”能量。
ﻫ再计算吸收元件得数值,电容太小时,漏感能量灌入后,电压会突升得太高,有可能击穿开关管,可以根据您得开关管耐压,与您希望得振铃高度,确定一个峰值电压,比如100伏,截止期结束时,我们给她定一个终止电压,比如50伏,这样,就可以计算出吸收电容得数值来:
ﻫ原理就是,电容电压变化量所导致得能量差=一个周期得漏感能量。
(上面得公式5)
假设反激感应电压为U,那么电容电压得最大值就就是(U+100),最小值就就是(U+50),电容中得能量有一个计算公式,Ec=0、5*C*U*U,ﻫ所以,能量差就就是:
Ech-Ecl=0、5*C*((U+100)*(U+100)-(U+50)*(U+50)),U就是已知得,能量差也就是已知得,电容还算不出来吗?
最后计算吸收电阻。
电容放电公式:
u=Uo*exp(-t/τ),t/τ=-ln((U+50)/(U+100))经本人推算应就是t/τ=—ln((U+100)/(U+50)),或-t/τ=—ln((U+50)/(U+100)),掉了个负号原文作者在发贴时可能笔误,t=截止期时间(按正常工作时得截止时间计算),可以算出τ,τ=RC吸收时间常数,那么吸收电阻不也就出来吗?
本人认为这个讲得有道理、
2、按上述理论进行计算:
变压器初级电感L=632uH,漏感Llou=29uH。
先算Ip:
假定最大输出功率时就是DCM模式、
则 Pin = 0、5*Ls*Ip*Ip*f
Ip =(Pin/0、5*Ls*f)(0、5)=(P0/η*0、5*Ls*f)(0、5)ﻫ =(150/0、85*0、5*623*10(-6)*70*10(3))
=2.7A ﻫ漏感得能量为0、5*Ls*Ip*Ip*f,f=工作频率,Ls=漏感,Ip关断时得开关管峰值电流
Wlou=0、5*Ls*Ip*Ip*f
= 0、5*29*10(—6)*2、7*2、7 *70*10(3)=7、3Wﻫ 由上面漏感能量数值可瞧出,漏感能量太大了,如果此能量全都由电阻来消耗,按两倍功率计算,要15W得电阻。
这就是无法办到得。
这么大得功耗,从上面计算可以瞧出,就是由于初级Ip太大造成得。
如果就是几十W得电源,那么功耗就可以接受了。
对以上结果,请问计算有问题没有?
有什么办法?
3.
就是得,这个功耗就是太大,漏感功耗没有别得去处,只能消耗在吸收电阻上.像这种功率较大得开关电源,一般都就是工作在连续状态,否则,开关管得功率容量与磁芯得功率容量都得不到充分利用,还有一个问题,就就是工作在不连续或者临界状态得变压器,由于其磁通变化量太大,变压器得发热量也就是个不容忽视得问题。
我上面没说,您得初级电感量太小,变压器可能工作在非连续状态.增大电感量,初级电流自然就降下来了。
您可以这样计算:
让磁通得变化量(p-p)/磁通平均值=0、3左右。
另外,如果电源得安全系数要求不就是太高(医疗仪器要求高),可以适当减小初次级之间得绝缘厚度,以减小漏感,您得漏感量在正常得数值范围内,但不就是特别得小,大功率得电源,漏感就就是个很麻烦得问题
4、您好,非常感谢。
ﻫ初级电感与漏感得数值在上面第十贴中写出来了,我就是刚测得数据。
ﻫ测时发现,初次级间不加铜皮屏蔽漏感小.这应就是正常得吧。
也可能就是漏感加大得缘故,加了屏蔽后尖峰反而大了。
5、初次级间不加铜皮屏蔽漏感小,就是正常得。
所谓漏感就是通过本线圈得磁力线没有完全通过另一线圈所产生得,增加铜皮屏蔽,相当于线圈之间得耦合难度增大,故漏感增大,分布电容减少。
ﻫ想减少尖峰,最好得办法就是减少变压器漏感,其次就是在MOS管漏极加磁珠,这样都会减少损耗,还有就就是无损吸收,最后就就是用RCD这种有损吸收得方式.
6、 就是得,铜箔不就是磁性材料,它只对电场起作用,对磁场而言,它与绝缘材料差不多、
网上有人这样讲:
rcd得rc时间常数必须长于开关周期,也就就是rc震荡频率要小于开关频率,这样子防止在管子未开通前放电完毕而导致二极管再次开通,造成系统得震荡、本人仔细分析了一下,这样讲有一定得道理,但<开关电源设计指南>P126里讲RC时间常数等于第一个尖峰与第二个尖峰时间得3倍就够了,这个我认为有点错,因为有人讲振荡频率就是指第一个脉冲以后得,从图上瞧基本差不多,第一个脉冲就是漏感往C里面充电得过程,然后根据回复时间D有一个关断过程,当然认为就是一个振荡也可以,只就是时间与后面得振荡相比就太长了。
所以一般认为一两个脉冲之后得才算振荡(前几个脉冲由于单向导电也不象正旋波),因为后面得振荡与RC基本无关了,只有第一个尖峰脉冲得能量被吸收,后面得脉冲电压都达不到吸收得门槛电平,所以就是在自己震荡,与R,C无关了、只有第一个尖峰脉冲得能量被吸收,后面得脉冲电压都达不到吸收得门槛电平,所以就是在自己震荡(本人认为就是漏感与分布电容),与R,C无关了、
如果RC时间常数太小了,在截止时间内C得电放完了,那反激电压岂不就是又要向C充电而形成振荡?
本人认为至少要大于开关管截止时间、
这就是电源网上另一个人讲得:
RCD就是给变压器漏感提供泻放回路得。
反激变换同正激有所不同,反激变压器可以瞧作就是一个耦合电感,所以不像正激一样有磁芯复位得要求.但就是,由于反激变压器大都开了气隙,所以漏感比较大,漏感能量也比较大需要一个泻放得通路。
上面接法得RCD得作用就就是当开关管关断时漏感电流通过D对C充电,由于C得存在形成LC谐振。
一般来讲就是需要限制这个谐振电压得峰值得。
应该就是输入直流电压最大值+次级按变比折算过来得反射电压+LC谐振峰值电压《MOS得额定电压。
R得作用就是降低LC得Q值,使震荡衰减.一般控制LC频率在开关频率三倍以上,这不就是绝对。
频率越高则电容越小,但就是谐振峰值大,频率低了谐振得时间就比较长,影响能量传递.R大了衰减得比较慢,增加管子得损耗与干扰(谐振能量).小了则增加损耗降低效率。
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